تحلیل و طراحی مبدل تک‌طبقة کلیدزنی نرم بهینه‌کنندة ضریب توان برای راه‌اندازی دو رشتۀ چراغ LED با قابلیت تقسیم جریان مساوی بین رشته‌ها و ولتاژ بهینه‌شده برای خازن لینک

نویسندگان

1 دانشجو، دانشکدة مهندسی برق و کامپیوتر - دانشگاه صنعتی اصفهان - اصفهان - ایران

2 استاد، دانشکدة مهندسی برق و کامپیوتر - دانشگاه صنعتی اصفهان - اصفهان - ایران

3 دانشیار، دانشکدة مهندسی برق و کامپیوتر - دانشگاه صنعتی اصفهان - اصفهان- ایران

چکیده

در این مقاله، مبدل بهینه‌سازی ضریب توان یک‌طبقه با کلید‌زنی نرم برای راه‌اندازی دو رشته‌ از چراغ‌های LED ارائه شده است. در مبدل پیشنهادی، یک ترانسفورمر به یک ساختار نیم‌پل رزونانس سری نا‌متقارن اضافه شده است تا بتوان به جریان ورودی شکل داد. همچنین، شرایط کلید‌زنی نرم در جریان صفر (ZCS) و ولتاژ صفر (ZVS) برای کلید‌ها فراهم شده است. جریان‌های خروجی نیز با یکدیگر برابر و مستقل از ولتاژ خروجی‌اند که باعث می‌شود به فیدبک جریان یا روش‌های تقسیم جریان فعال نیاز نباشد. در مبدل پیشنهادی، ولتاژ خازن لینک DC و همچنین، استرس ولتاژ کلید‌ها پایین است که باعث می‌شود از المان‌های نیمه‌هادی با ولتاژ و مقاومت هدایتی پایین و خازن‌های ولتاژ پایین با اندازة کوچک بتوان استفاده کرد. در این مبدل، اعوجاج هارمونیکی (THD) جریان ورودی، پایین و ضریب توان مبدل بهینه است. برای تصدیق ویژگی‌های این مبدل، ابتدا وضعیت‌های عملکردی آن، بررسی و سپس نحوة طراحی آن گزارش می‌شود. در انتها نیز نتایج حاصل از ساخت نمونه آزمایشگاهی مبدل پیشنهادی جهت تغذیه دو رشته LED با توان 50 وات و ولتاژ خروجی 70 ولت با ورودی برق شهر ( 220 ولت 50 هرتز) ارائه شده است.

کلیدواژه‌ها


عنوان مقاله [English]

Designing and Analyzing a Single-stage Soft-switching Power Factor Correction Converter for Dual-string LED Driver with Auto Current Sharing and Low DC-Bus Voltage

نویسندگان [English]

  • Hosein Khalilian 1
  • Hosein Farzanehfard 2
  • Ehsan Adib 3
1 PhD Candidate of Electrical and Computer Engineering, Isfahan University of Technology, Isfahan, Iran
2 Professor, Faculty of Electrical and Computer Engineering, Isfahan University of Technology, Isfahan, Iran
3 Associate Professor, Faculty of Electrical and Computer Engineering, Isfahan University of Technology, Isfahan, Iran
چکیده [English]

In this paper, a single-stage soft-switching power-factor-correction (PFC) converter is proposed for driving two strings of LEDs. In the proposed driver, a transformer is added to an asymmetric series resonant half bridge converter to shape the input current. Also, zero-current-switching condition (ZCS) and zero-voltage-zero-current-switching (ZVZCS) condition are provided for switches at turn-on and turn-off, respectively, and near-unity power-factor is achieved for the converter. Moreover, the output currents are equal and independent of the output voltages which eliminates the need for current feedback or active current sharing method. Besides, the proposed driver provides minimum voltage for DC-bus capacitor and also switches voltage stress, while attaining low THD. Therefore, low voltage rating semiconductors with low on resistance and lower voltage capacitors with lower volume can be used. To validate the proposed driver features, operating principle of the proposed LED driver is presented, design considerations are discussed and experimental results of a laboratory prototype for supplying two 50 W/70 V strings of LED modules from 220 Vrms/50 Hz ac main is reported in this paper.

کلیدواژه‌ها [English]

  • Soft switching
  • Power Factor Optimization
  • LED Light Driver
  • Harmonic Interference

1- مقدمه[1]

امروزه از چراغ‌های LED در کاربرد‌های فراوانی نظیر روشنایی خیابان‌‌ها، چراغ‌های راهنمایی و رانندگی و چراغ‌های تزئینی به‌دلیل طول عمر و راندمان بالا و آسیب‌نرساندن به محیط زیست استفاده می‌شود ]1[. برای به دست آوردن شدت نور مناسب از چراغ LED، تعدادی روش ارائه شده است؛ برای مثال، می‌توان تعداد زیادی از آنها را با یکدیگر سری کرد؛ اما با سری‌کردن چراغ‌های LED، ولتاژ راه‌اندازی آنها، زیاد و استرس ولتاژ بالایی روی مدار راه‌انداز ایجاد می‌شود. یکی دیگر از روش‌ها، موازی‌کردن چندین رشته چراغ LED و تغذیة آن با یک لینک DC است ]2[؛ اما وجود مشخصه‌های جریان – ولتاژ (I-V)  متفاوت چراغ‌های LED و ضریب دمایی منفی آنها باعث می‌شود جریان به‌طور نامساوی بین رشته‌های موازی، تقسیم و عملکردشان مختل شود. بنابراین، باید از روش‌های بالانس جریان استفاده شود تا جریان بین رشته‌ها به‌طور مساوی تقسیم شود. همچنین، مطابق با استاندارد‌های بین‌المللی، نظیر IEC 61000-3-2، تجهیزات الکترونیکی که با ولتاژ برق شهر تغذیه می‌شوند، باید میزان هارمونیک تزریقی خود به شبکة برق را کنترل کنند؛ بنابراین، مبدل‌های راه‌انداز LED باید توانایی شکل‌دهی جریان ورودی خود به شکل سینوسی برای برآورده‌کردن استاندارد را داشته باشند.

روش‌های بالانس جریان در مدار راه‌انداز چراغ‌های LED در بسیاری از مقالات بحث شده‌اند
]19-3[. عموماً این روش‌ها به دو بخش فعال و غیرفعال تقسیم می‌شوند. در روش فعال معمولاً با استفاده از روش خطی یا تثبیت‌کنندة جریان، کنترل و تقسیم مساوی جریان بین رشته‌های موازی چراغ‌های LED ایجاد می‌شود. با استفاده از تثبیت‌کننده‌های جریان خطی می‌توان به‌طور دقیق جریان‌ها را تقسیم کرد؛ اما تلفات توان، زیاد و کنترل کلید پیچیده است و همچنین هزینة ساخت آن بالاست ]5-3[. در روش بالانس جریان غیر‌فعال از عناصر غیر‌فعال مانند مقاومت، سلف یا سلف تزویج‌شده، ترانسفورمر و خازن استفاده می‌شود ]10-6[.

‌تاکنون پژوهشگران زیادی تحقیقات خود را روی پیاده‌سازی تکنیک‌های بهینه‌سازی ضریب توان در مدارات راه‌انداز چراغ‌های LED معطوف کرده‌اند. در این مبدل‌ها، طبقة اول یک مبدل AC-DC است که به جریان ورودی شکل می‌دهد و در طبقة دوم، یک مبدل DC-DC وجود دارد که ولتاژ خروجی را تثبیت می‌کند ]13-11[؛ با وجود این، در این نوع ساختار‌ها، تلفات کلید‌زنی و تلفات هدایتی به‌دلیل پردازش دو مرحله‌ای توان بالاست و به‌دلیل تعداد زیاد المان‌ها، چگالی توان پایین است؛ به همین دلیل، ساختار‌های یک‌ طبقه برای رفع این مشکلات معرفی شدند [14- 28]. علاوه بر مسائل مربوط به بهینه‌سازی ضریب توان، تقسیم جریان برابر بین رشته‌های LED از دیگر دغدغة پژوهشگران است ]33-28[. در ]28[ مدار راه‌انداز پیشنهادی، سه طبقه پردازش توان دارد. در این مبدل، طبقة اول یک مبدل AC-DC است که به جریان ورودی شکل می‌دهد و در طبقه دوم، یک مبدل DC-DC وجود دارد که ولتاژ خروجی را تثبیت می‌کند و در طبقة آخر، از یک ساختار تقسیم‌کنندة جریان بین چند رشته استفاده شده است تا جریان خروجی را بین رشته‌های LED به‌طور مساوی تقسیم کند. در ]28[ یک راه‌انداز LED با ساختار دو طبقه پیشنهاد شده که طبقة اول آن یک مبدل بوست است که وظیفة بهینه‌سازی ضریب توان را به عهده دارد و طبقة دوم یک مبدل باک است که باعث می‌شود جریان DC به‌طور مساوی بین رشته‌های چراغ‌های LED تقسیم شود؛ درحالی‌که فقط یک سلف دارد. در ]30[ یک مبدل تک‌طبقه معرفی شده که مبدل باک - بوست و باک در هم ادغام شده را شامل می‌شود. در ]31[ با یک مبدل فلای‌بک به جریان ورودی شکل داده شده است و با یک مدار فعال تنظیم‌کنندة جریان، جریان رشته‌های LED کنترل می‌شود.

در ]32[ روشی برای راه‌اندازی چندین رشتة LED با استفاده از مبدل یک‌طبقه ارائه شده است. در این روش با استفاده از ترانسفورمر جریان (CT)، جریان خروجی اندازه‌گیری می‌شود. در این مبدل، برای اطمینان از ضریب توان بهینة جریان ورودی، یک مبدل بهینه‌سازی ضریب توان با آرایش مبدل باک - بوست مرسوم در ناحیة مرزی CCM و DCM طراحی شده که شرایط کلیدزنی آن نرم است؛ با وجود این، در این مدار راه‌انداز، بالانس جریان بین رشته‌های LED خوب نیست. مدار راه‌انداز شبه‌رزونانسی برای تغذیة چندین رشتة LED در ]33[ معرفی شده است. در مدار راه‌انداز LED بالانس جریان به‌طور خودکار بدون استفاده از هیچ‌گونه روش فعالی شکل می‌گیرد؛ با وجود این، چون در این مدار، انتقال توان مساوی به هرکدام از رشته‌های LED به تعداد زیادی پارامتر از قبیل خازن‌ها و سلف‌های رزونانس بستگی دارد، این مدار در تقسیم جریان بین رشته‌های LED بسیار ضعیف عمل می‌کند.

در این مقاله، مبدل بهینه‌سازی ضریب توان راه‌انداز LED با ویژگی‌هایی نظیر راندمان بالا، سایز کوچک، یک طبقه و تقسیم مساوی جریان بین دو رشتة LED در خروجی ارائه می‌شود. مبدل پیشنهادی در شکل (1) نشان داده شده است. در مبدل ارائه‌شده، دو سلف تزویج‌شده در ساختار مبدل نیم‌پل رزونانسی سری غیر‌متقارن ادغام شده است تا بتوان به جریان ورودی شکل سینوسی داد. همچنین، برای آنکه هر‌گونه فید‌بک جریانی را بتوان حذف کرد، مدل رزونانس سری در وضعیت جریان گسسته (DCM) (fres>2.fsw) کار می‌کند؛ چون در این وضعیت، جریان خروجی مبدل رزونانسی مستقل از ولتاژ خروجی است. همچنین، به‌دلیل اینکه باید جریان خروجی را به‌صورت مساوی بین رشته‌های LED تقسیم کرد، قسمت مثبت و منفی جریان رزونانس با دیود‌های خروجی به خروجی‌های متفاوت فرستاده می‌شوند؛ بنابراین، مبدل پیشنهادی، ویژگی‌های مثبتی نظیر ضریب توان بهینه، THD پایین جریان، ولتاژ پایین خازن لینک DC، شرایط کلید‌زنی نرم و تقسیم جریان خودکار بین رشته‌های LED بدون فیدبک جریان دارد. نکتة شایان توجه در این طرح این است که این هوشمندی با جایگذاری بهینة المان‌های پسیو در ساختار مدار و با بهره‌گیری از تکنیک‌های هوشمند بدون کنترل‌کنندة اضافی ممکن شده است.

2- اصول عملکردی مبدل پیشنهادی

در شکل (2)، مبدل پیشنهادی به‌همراه مدل سلف تزویج‌شده و جهت‌های ولتاژ و جریان نمایش داده شده است. مبدل رزونانس سری نامتقارن شامل کلید‌های M1 و M2، سلف رزونانسLr و خازن رزونانس Cr، دایود‌های یکسو‌کننده Do1~Do4,، ترانسفورمر T، خازن لینک C2 و خازن‌های خروجی Co1 و Co2 است.

همچنین، سلف تزویج‌شدة Ta، پل‌ دایودی Db1~Db4 و خازن C1وظیفة شکل‌دهی به جریان ورودی را دارند. سلف تزویج‌شدة Taبا یک سلف مغناطیس‌کنندگی Lma، یک سلف نشتی Llka و یک ترانسفورمر ایدئال با نسبت دور na1 به na2 مدل می‌شود. برای دستیابی به ضریب توان بهینه، سلف Llka در وضعیت DCM کار می‌کند؛ بنابراین، به یک فیلتر LC برای حذف هارمونیک‌های فرکانس بالا نیاز است. در شکل (2)، ولتاژ فیلتر‌شدة Vin با مقدار Vac نمایش داده شده است. به‌منظور ساده‌سازی تحلیل‌ها، فرض می‌شود تمام المان‌ها، ایدئال و خازن‌های C1، C2، Co1 و Co2 به اندازة کافی بزرگ‌اند که بتوان ولتاژ آنها را ثابت در نظر گرفت. همچنین، فرض می‌شود سلف Lma بسیار بزرگ است و ریپل جریان پایینی دارد. در مبدل پیشنهادی، در نیم‌سیکل‌های مثبت برق شهر، موقع روشن‌شدن کلید M1، یک پالس ولتاژ دو سر na2 قرار می‌گیرد که به دو سر na1 نیز القا می‌شود. مجموع این ولتاژ با ولتاژ برق شهر، از ولتاژ C1 بیشتر شده و از طریق Llka یک پالس جریان که دامنة آن متناسب با ولتاژ ورودی است، از Vac کشیده شده است و خازن C1 را شارژ می‌کند. مجموعة این پالس‌ها پس از گذشتن از فیلتر Cf و Lf (مطابق شکل 1)، باعث می‌شود یک جریان سینوسی از شبکه کشیده شود.

 

 

 

شکل (1): مبدل پیشنهادی

 

شکل (2): مدار معادل مبدل ارائه‌شده به‌همراه نمایش ولتاژ‌ها و جریان‌های مهم

 

 

در مبدل پیشنهادی، فرکانس کلید‌زنی بسیار بزرگ‌تر از فرکانس برق ورودی است؛ بنابراین، می‌توان ولتاژ ورودی را در یک سیکل کلید‌زنی، ثابت در نظر گرفت. مبدل رزونانس سری نامتقارن در وضعیت DCM کار می‌کند؛ بنابراین، فرکانس کلید‌زنی نصف فرکانس رزونانس است. در تحلیل‌ها نسبت دور ترانسفورمر‌ها(n1/n2)=n, (na1/na2)=na در نظر گرفته می‌شود. با در نظر گرفتن فرضیات بالا، مبدل پیشنهادی، هفت وضعیت جداگانه در یک سیکل کلید‌زنی دارد. شکل مدار معادل هریک از وضعیت‌ها و شکل موج‌های تئوری در حالت مانا به‌ترتیب در شکل‌های (3) و (4) نمایش داده شده‌اند. قبل از شروع وضعیت اول، فرض می‌شود کلید‌های M1 و M2، دایود‌های Db1~Db4، Do2 و Do4 خاموش‌اند. همچنین، جریان iLr با مقدار na.iLma برابر است و این جریان از طریق ترانسفورمر T، خازن‌های خروجی را شارژ می‌کند. به‌دلیل بزرگ‌تربودن سلف Lma، جریان آن (iLma) ثابت و کوچک در نظر گرفته می‌شود.

 

وضعیت اول [t0-t1]:

در ابتدای این وضعیت، کلید M1 به‌دلیل سری‌بودن با ترکیب موازی سیم‌پیچ na2 و مدار رزونانس در شرایط جریان صفر (ZCS) روشن می‌شود. زمان روشن‌شدن این کلید، ولتاژی برابر با مقدار VC1-VC2 روی مدار رزونانس و na2 قرار می‌گیرد؛ بنابراین طبق شکل (3)، جریان کلید M1 از مقدار صفر شروع به افزایش می‌کند و همچنین، ولتاژی برابر با Vac+[na.(VC1-VC2)]-VC1 روی سلف Llka قرار می‌گیرد که باعث افزایش جریان آن می‌شود. هم‌زمان، یک رزونانس بین Lr و Cr آغاز می‌شود. در پایان این وضعیت، جریان کلید M1 طبق شکل (3) صفر می‌شود.

وضعیت دوم [t1t2]:

در زمان t1، جهت جریان iLr تغییر می‌کند و وضعیت دوم آغاز می‌شود. در طول این وضعیت، Do2 و Do4، روشن و Do3 و Do1 خاموش‌اند. خاموش‌شدن کلید M1 در طول این زمان، به‌دلیل اینکه دایود بدنة آن هدایت می‌کند، در شرایط ZVZCS است. در این حالت، ولتاژ VC1-VC2 روی na2 قرار می‌گیرد و مقدار جریان iLlka به افزایش خود، همانند وضعیت پیشین ادامه می‌دهد. همچنین، رزونانس بین Lr و Cr همانند وضعیت قبلی ادامه یافته و فقط جهت iLr معکوس شده است.

 

وضعیت سوم [t2t3]:

زمانی که جریان دایود بدنه کلید M1 به مقدار صفر می‌رسد، این وضعیت آغاز می‌شود. در طول این وضعیت، دو کلید و دایود‌های Do1، Do3، Db3 و Db4، خاموش و دایود‌های Do2، Do4، Db1 و Db2 روشن‌اند. در انتهای این وضعیت، کلید M2 روشن می‌شود.

 

وضعیت چهارم [t3t4]:

در زمان t3، کلید M2 در شرایط ZCS روشن شده است و جریان آن از مقدار صفر به شکل سینوسی شروع به افزایش می‌کند. در این وضعیت، ولتاژی معادل –VC2 روی na2 و مدار رزونانس قرار می‌گیرد؛ بنابراین، ولتاژ

Vac na. VC2VC1

بر سلف Llka اعمال شده و باعث کاهش جریان آن می‌شود. همچنین، رزونانس دیگری بین سلف Lr و Cr اتفاق افتاده است و این وضعیت با تغییرکردن جهت جریان iLr به پایان می‌رسد.

 

 

وضعیت پنجم [t4t5]:

در وضعیت پنجم جهت جریان iLr تغییر می‌کند و دایود بدنة M2 روشن می‌شود. در طول این وضعیت می‌توان کلید M2 را در شرایط ZVZCS خاموش کرد. در این وضعیت، دایود‌های Do2، Do4، Db3 و Db4، بایاس معکوس و دایود‌های Do1، Do3، Db1 و Db2 بایاس مستقیم‌اند. همچنین، همانند وضعیت قبل، جریان iLlka کاهش یافته است تا در انتهای این وضعیت به مقدار صفر برسد.

 

وضعیت ششم [t5t6]:

در این وضعیت، جریان دایود بدنة کلید M2 به‌طور پیوسته درحال کاهش بوده است و در انتها به مقدار صفر می‌رسد. دایود یکسو‌ساز Do1 وDo3 ، بایاس مستقیم و تمام دایودهای ورودی بایاس معکوس‌اند.

 

 

شکل (3): مدار معادل مبدل در هر‌یک از وضعیت‌های مداری

 

وضعیت هفتم [t6t7]:

در زمان t6 دایود بدنة کلید M2 خاموش می‌شود. در این وضعیت، دو کلید خاموش و دایود‌های Db1~Db4، Do2 و Do4 خاموش‌اند. در این وضعیت، جریان Lma از طریق na1 به na2 منتقل می‌شود؛ بنابراین، iLr برابر با na.iLma است. همچنین، iLr خازن Co1 را از طریق T، Do1 و Do3 شارژ می‌کند. چون سلف Lma بزرگ است، جریان آن و جریان سلف Lr تقریباً ثابت‌اند. در زمان t7، پریود کلید‌زنی کامل می‌شود.

نیم‌سیکل مثبت جریان M1 و نیم‌سیکل منفی جریان عبوری از M2 از رشتة LED موازی با CO1 و نیم‌سیکل مثبت جریان M2 و نیم‌سیکل منفی جریان عبوری از M1 از رشتة LED موازی CO2 می‌گذرد؛ بنابراین، تقسیم جریان مساوی بین شاخه‌ها به‌علت تقارن مدار است.

 

شکل (4): شکل موج‌های تئوری مهم مبدل

 

3- تجزیه و تحلیل مبدل

در این بخش برای تجزیه و تحلیل مبدل فرض می‌شود ولتاژ ورودی برابر با مقدار ( =Vm.sin(ωl.t Vac(t) است که ωl=2.π.fl است. همچنین، ولتاژ‌های خروجی برابر با Vo1=Vo2=Vo است. در مبدل پیشنهادی، VC1 تقریباً با ماکزیمم ولتاژ خط (Vm) برابر است؛ به‌دلیل اینکه خازن C1 بعد از پل دایودی و سلف ورودی قرار می‌گیرد و na1 یک ولتاژ مربعی با میانگین صفر دارد زمانی که Vac+Vna1 بزرگ‌تر از VC1 باشد، یک جریان پالسی در هر پریود کلید‌زنی به خازن C1 تزریق می‌شود. این جریان پالسی که همان جریان Llka است، VC1 را به‌طور ناچیزی شارژ می‌کند. در نیم‌سیکل ولتاژ برق شهر، جریان متوسط سلف Llka همانند روابط (1) و (2) است.

 

(1) و (2)

در رابطة (1)، Tr پریود رزونانس بین Lr و Cr است و TS پریود کلید‌زنی است. با توجه به رابطة (1)، میانگین توان ورودی برابر با رابطة (3) است:

(3)

 

با جایگذاری Iin,avg از رابطة (1) و (2) در رابطة (3)، میانگین توان ورودی همانند رابطة (4) و (5) محاسبه می‌شود.

(4)

 

(5)

 

k1 و k2 برابر است با:

(6)

 

(7)

 

با در نظر گرفتن میانگین توان ورودی با توان خروجی، مقدار Llka طبق رابطة (8) محاسبه می‌شود:

(8)

 

همچنین، میانگین جریان خروجی برابر با رابطة (9) است:

(9)

 

که

(10)

 

همچنین، C1 برابر است با:

(11)

 

مقدار خازن C2 همانند خازن C1 محاسبه می‌شود. چون در این بخش فرض Io1=Io2=Io شده است، مقدار خازن‌های خروجی Co1 و Co2، همانند خازن خروجی مبدل نیم‌پل رزونانس سری نا‌متقارن محاسبه می‌شود. نحوة محاسبه در رابطة (12) آمده است:

(12)

 

در رابطة (12)، مقدار ΔVCo با مقدار دلخواه ریپل ولتاژ خازن‌های Co1 و Co2 برابر است. روابط قسمت اصلاح ضریب توان با ساختار قبلی ارائه‌شده در مرجع [34] یکسان است؛ بنابراین، در این مقاله به‌صورت مختصر آمده است.

4- نتایج عملی

به‌منظور تأیید تجزیه و تحلیل‌ها، یک نمونه از مبدل راه‌انداز برای تغذیة دو رشته چراغ LED با توان و ولتاژ خروجی 50 وات و 70 ولت در ولتاژ ورودی 220Vrms/50Hz  طراحی و ساخته شد. هرکدام از ماژول‌های LED شامل چندین چراغ LED سفیدند تا بتوان توانایی مبدل در تقسیم جریان و ایجاد ضریب توان بهینة نزدیک به یک را در بدترین شرایط و نبود تعادل ولتاژ‌های خروجی آزمایش کرد. فرکانس کلید‌زنی نامی، برابر با 100kHz و با توجه به این فرکانس، Llka برابر با 750µH است. همچنین، با توجه به روابط (11) و (12)، C1, C2, Co1 و Co2 باید برابر با 100μF انتخاب شوند. پارامتر‌های دیگر مبدل پیشنهادی در جدول (1) نمایش داده شده است. شکل‌های (5) تا (9)، شکل موج‌های خروجی مبدل ساخته‌شده در آزمایشگاه را نشان می‌دهند. جریان و ولتاژ ورودی در شکل (5) نمایش داده شده‌اند. واضح است این شکل‌ها سینوسی و هم‌فازند. شکل موج‌های مدار رزونانسی در شکل (6) نشان داده شده است. این شکل موج‌ها نشان می‌دهد مبدل در شرایط DCM (fsw/fr<1/2) کار می‌کند. شکل موج‌های ولتاژ و جریان کلید M1 (M2) در شکل
(7-الف) نمایش داده شده است. با توجه به این تصویر، کلید‌های در شرایط ZCS، روشن و به‌دلیل هدایت دایود بدنة کلید، در شرایط ZVZCS خاموش می‌شوند که برای وضوح بیشتر در شکل (7-ب) با مقیاس زمانی بزرگ‌تر نشان داده شده است. همچنین، استرس ولتاژ کلید‌ها به مقدار VC1 محدود است که تقریباً با بیشینة ولتاژ ورودی برابر است. در شکل (8)، هارمونیک‌های جریان ورودی اندازه‌گیری و نشان داده شده‌اند. همچنین، واضح است دامنة هارمونیک‌های اندازه‌گیری‌شده از مقدار استاندارد IEC61000-3-2 class C پایین‌تر بوده است و شرایط این استاندارد را برآورده می‌کند. با توجه به هارمونیک‌های اندازه‌گیری‌شده، مقدار اعوجاج هارمونیک (THD) جریان ورودی و ضریب توان (PF) مبدل ساخته‌شده به‌ترتیب برابر با 13/9% و 995/0% است. برای آنکه بتوان توانایی مبدل در تقسیم جریان به‌طور برابر را آزمایش کرد، مبدل ساخته‌شده به دو رشتة متفاوت متصل شد. یکی از رشته‌ها شامل 21 عدد LED سفید با ولتاژ 3.3V و رشتة دیگری شامل 20 عدد LED سفید با ولتاژ 3.3V بودند. شکل (9) جریان‌های Io1 و -Io2 را نمایش می‌دهد که واضح است جریان خروجی به‌طور مساوی بین دو رشته تقسیم شده است. راندمان مبدل نیز برابر با 6/93% است. با توجه به اینکه بار LED ثابت بوده، طراحی براساس رنج وسیع توان انجام نشده است و نتایج شبیه‌سازی با نرم‌افزار PSIM نشان می‌دهد با کاهش توان خروجی تا 30 وات برای هر رشته، شرایط کلیدزنی نرم برقرار می‌ماند. مطابق نتایج شبیه‌سازی در توان 30 وات، مقدار اعوجاج هارمونیک جریان ورودی و ضریب توان مبدل به‌ترتیب برابر با 13% و 992/0 است. تصویر نمونه مدار ساخته‌شده در شکل (10) نمایش داده شده است.

5- نتیجه‌گیری

این مقاله یک مبدل تک‌طبقه با بهینه‌سازی ضریب توان و کلید‌زنی نرم برای تغذیة دو رشته از چراغ‌های LED را معرفی می‌کند. کلید‌ها در شرایط ZCS، روشن و در شرایط ZVZCS خاموش می‌شوند که کاهش تلفات کلید‌زنی و افزایش راندمان را سبب می‌شود. همچنین، ولتاژ لینک DC و استرس ولتاژ کلید‌ها تقریباً با بیشینة ولتاژ خط (ولتاژ ورودی) برابر است که باعث می‌شود بتوان از المان‌های نیمه‌هادی با کیفیت بهتر استفاده کرد و راندمان مبدل را افزایش داد. همچنین، جریان رشته‌های LED، با یکدیگر برابر و از ولتاژ خروجی مستقل‌اند؛ بنابراین، به استفاده از فیدبک جریان نیاز ندارد. با توجه به ویژگی‌های ذکرشده برای مبدل پیشنهادی، می‌توان اذعان کرد مبدل مذکور، برای تغذیة دو رشته از چراغ‌های LED مؤثر است که ساختار ساده و راندمان بالا دارد.

 

 

شکل (5): شکل موج‌های جریان و ولتاژ ورودی

 

شکل (6): شکل موج‌های ولتاژ خازن Cr و جریان سلف Lr

   

(7-الف)

(7-ب)

شکل (7): شکل موج‌های ولتاژ و جریان کلید M1

 

شکل (8): هارمونیک‌های جریان ورودی

 

شکل (9): شکل موج جریان‌های خروجی Io1 و Io2

 

شکل (10): تصویر مدار ساخته‌شده با ابعاد و ذکر اجزا

جدول (1): المان‌های به‌کاررفته در نمونة ساخته‌شده

Parameter

Value

Switches (M1 and M2)

SKP10N60A

Diodes Do1~Do4

BYV28-200

Diodes Db1~Db4

MUR460

n, na

0.5, 2

Magnetizing inductance Lma

4 mH

Inductor Lf

1 mH

Inductor Lr

10 mH

Capacitor Cf

220 nF / 400V

Capacitors C1 and C2

100 mF / 250 V

Capacitor Cr

24 nF / 800V

Capacitors Co1 and Co2

100 mF / 100 V

 

جدول (2): مقایسة مشخصات مبدل پیشنهادی با سایر مبدل‌های معرفی‌شده در سایر مراجع

مبدل پیشنهادی

[33]

[27]

[25]

و

[26]

[24]

[23]

[22]

[21]

[20]

[19]

[18]

[17]

[16]

[15]

[14]

 

2

1

2

1

2

2

2

1

1

1

2

4

1

2

1

تعداد کلید

4

3

5

3

6

4

3

3

3

2

4

6

3

2

5

تعداد دیود

2

3

3

3

3

2

2

2

2

2

2

3

2

2

3

تعداد هسته مغناطیسی

5

6

4

3

4

4

2

3

2

2

3

4

4

3

3

تعداد خازن

×

×

×

×

×

×

×

کلیدزنی نرم

×

×

×

×

ایزولاسیون ورودی و خروجی

کم

متوسط

کم

کم

کم

کم

متوسط

کم

کم

متوسط

متوسط

کم

کم

کم

متوسط

THD ورودی

2

2

1

1

1

1

1

1

1

1

1

1

1

1

1

تعداد خروجی

≈Vm

>Vm

>Vm

>Vm

>Vm

>Vm

>Vm

>Vm

>Vm

<Vm

>Vm

<Vm

>Vm

>Vm

>Vm

استرس ولتاژ کلیدها

 

 

 



[1]تاریخ ارسال مقاله: 18/03/1398

تاریخ پذیرش مقاله: 16/05/1398

نام نویسندۀ مسئول: حسین فرزانه‌فرد

نشانی نویسندۀ مسئول: ایران - اصفهان - دانشگاه صنعتی اصفهان دانشکدة مهندسی برق و کامپیوتر

[1] A. Zukauskas, M. S. Shur, and R. Gaska, Introduction to Solid-State Lighting. Hoboken, NJ, USA: Wiley, 2002.

[2] S. Choi and T. Kim, “Symmetric current-balancing circuit for LED backlight with dimming,” IEEE Trans. Ind. Electron., Vol. 59, No. 4, pp. 1698– 1707, Apr. 2012.

[3] X. Qu, S.-C. Wong, and C. K. Tse, “A current balancing scheme with high luminous efficacy for high-power LED lighting,” IEEE Trans. Power Electron., Vol. 29, No. 6, pp. 2649–2654, Jun. 2014.

[4] Y. Hu and M. Jovanovic, “LED driver with self-adaptive drive voltage,” IEEE Trans. Power Electron., Vol. 23, No. 6, pp. 3116–3125, Nov. 2008.

[5] S. N. Li, W. Zhong, W. Chen, and S. Hui, “Novel self-configurable current-mirror techniques for reducing current imbalance in parallel light emitting diode (LED) strings,” IEEE Trans. Power Electron., Vol. 27, No. 4, pp. 2153–2162, 2012.

[6] X. Wu, Z. Wang, and J. Zhang, “Design considerations for dual-output quasi-resonant flyback LED driver with current-sharing transformer,” IEEE Trans. Power Electron., Vol. 28, No. 10, pp. 4820–4830, Oct. 2013.

[7] X. Qu, S.-C. Wong, and C. Tse, “An improved LCLC current-source output multistring LED driver with capacitive current balancing,” IEEE Trans. Power Electron., Vol. 30, No. 10, pp. 5783–5791, Oct. 2015.

[8] R. Zhang and H. S.-H. Chung, “Capacitor-isolated multistring LED driver with daisy-chained transformers,” IEEE Trans. Power Electron., Vol. 30, No. 7, pp. 3860–3875, Jul. 2015.

[9] C. Zhao, X. Xie, and S. Liu, “Multioutput LED drivers with precise Passive current balancing,” IEEE Trans. Power Electron., Vol. 28, pp. 1438–1448, Mar. 2013.

[10] X.Wu, C. Hu, J. Zhang, and Z. Qian, “Analysis and design considerations of LLCC resonant multioutput DC/DC LED driver with charge balancing and exchanging of secondary series resonant capacitors,” IEEE Trans. Power Electron., Vol. 30, No. 2, pp. 780–789, Feb. 2015.

[11] L. Roggia, F. Beltrame, J. E. Baggio, and J. Renes Pinheiro, “Digital current controllers applied to the boost power factor correction converter with load variation,” IET Power Electron., Vol. 5, pp. 532–541, May 2012.

[12] M. He, F. Zhang, J. Xu, P. Yang, and T. Yan, “High-efficiency two-switch tri-state buck-boost power factor correction converter with fast dynamic response and low-inductor current ripple,” IET Power Electron., Vol. 6, No. 8, pp. 1544–1554, Sep. 2013.

[13] S. Dian, X.Wen, X. Deng, and S. Zhang, “Digital control of isolated Cuk power factor correction converter under wide range of load variation,” IET Power Electron., Vol. 8, No. 1, pp. 142–150, Jul. 2015.

[14] A. Ramezan Ghanbari, E. Adib, and H. Farzanehfard, “Single-stage single-switch power factor correction converter based on discontinuous capacitor voltage mode buck and flyback converters,” IET Power Electron., Vol. 6, No. 1, pp. 146–152, Jan. 2013.

[15] H. L. Cheng and C.W. Lin, “Design and implementation of a high-power factor LED driver with zero-voltage switching-on characteristics,” IEEE Trans. Power Electron., Vol. 29, No. 9, pp. 4949–4958, Sep. 2014.

[16] A. Abasian, H. Farzanehfard, and S. Madani, “Single stage soft switching ac/dc converter without any extra switch,” IET Power Electron., Vol. 7, pp. 745–752, 2014.

[17] M. Narimani and G. Moschopoulos, “A new single-phase singlestage three-level power-factor-correction ac–dc converter with phase-shift modulation,” IEEE Trans. Ind. Electron., Vol. 60, No. 9, pp. 3731–3735, Sep. 2013.

[18] C. A. Cheng, C. H. Chang, T. Y. Chung, and F. L. Yang, “Design and implementation of a single-stage driver for supplying an LED streetlighting module with power factor corrections,” IEEE Trans. Power Electron., Vol. 30, No. 2, pp. 956–966, Feb. 2015.

[19] Y. Chen, Z. Zhong, “Design and implementation of a transformer less single-stage single-switch double-buck converter with low dc-link voltage, high step-down, and constant input power factor features,” IEEE Trans. Power Electron., Vol. 29, pp. 6660–6671, Dec. 2014.

[20] J. M. Alonso, J. Viña, D. G. Vaquero, G. Martínez, and R. Osorio, “Analysis and design of the integrated double buck–boost converter as a high-power-factor driver for power-LED lamps,” IEEE Trans. Ind. Electron., Vol. 59, No. 4, pp. 1689–1697, Apr. 2012.

[21] Y.-C. Li and C.-L. Chen, “A novel single-stage high-power-factor ac to dc LED driving circuit with leakage inductance energy recycling,” IEEE Trans. Ind. Electron., Vol. 59, No. 2, pp. 793–802, Feb. 2012.

[22] J. Zhang, D. D. C. Lu, and T. Sun, “Flyback-based single-stage power-factor-correction scheme with time-multiplexing control,” IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 57, no. 3, pp. 1041–1049, Mar. 2010.

[23] C. A. Cheng, H. L. Cheng and T. Y. Chung, “A Novel Single-Stage High-Power-Factor LED Street-Lighting Driver with Coupled Inductors,” IEEE Trans. Industry App., Vol. 50, No. 5, pp. 3037-3045, Sept.-Oct. 2014.

[24] Y. Wang, N. Qi, Y. Guan, C. Cecati and D. Xu, "A Single-Stage LED Driver Based on SEPIC and LLC Circuits," in IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 64, no. 7, pp. 5766-5776, July 2017.

[25] B. Poorali and E. Adib, "Analysis of the Integrated SEPIC-Flyback Converter as a Single-Stage Single-Switch Power-Factor-Correction LED Driver," IEEE Trans. Ind. Electron., Vol. 63, pp. 3562-3570, June 2016.

[26] Y. Wang, S. Zhang, J. M. Alonso, X. Liu and D. Xu, "A Single-Stage LED Driver With High-Performance Primary-Side-Regulated Characteristic," in IEEE Transactions on Circuits and Systems II: Express Briefs, vol. 65, no. 1, pp. 76-80, Jan. 2018.

[27] S. W. Lee and H. L. Do, “Boost-Integrated Two-Switch Forward AC–DC LED Driver with High Power Factor and Ripple-Free Output Inductor Current,” IEEE Trans. Ind. Electron., Vol. 64, No. 7, pp. 5789-5796, July 2017.

[28] A. Jha and B. Singh, "SEPIC PFC converter fed LED driver," Conference on Power Electronics, Intelligent Control and Energy Systems (ICPEICES), 2016, pp. 1-6.

[29] H. C. Kim, C. S. Yoon, H. Ju, D. K. Jeong and J. Kim, "An AC-powered, flicker-free, multi-channel LED driver with current-balancing SIMO buck topology for large area lighting applications," 2014 IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition - APEC 2014, Fort Worth, TX, 2014, pp. 3337-3341.

[30] K. Modepalli and L. Parsa, "A single stage offline HB-LED driver with power factor correction for multi-color dynamic lighting systems," 2015 IEEE Energy Conversion Congress and Exposition (ECCE), Montreal, QC, 2015, pp. 3253-3259.

[31] S. Y. Wang, C. L. Tseng, S. C. Lin, S. C. Wang, C. L. Chen and J. H. Chou, "Design and Implementation of a Single-Stage High-Efficacy LED Driver with Dynamic Voltage Regulation," International Conference on Systems, Man, and Cybernetics, 2013, pp. 1438-1443.

[32] M. Ryu, J. Kim, J. Baek and H. G. Kim, "New multi-channel LEDs driving methods using current transformer in electrolytic capacitor-less AC-DC drivers," 2012 Twenty-Seventh Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), pp. 2361-2367.

[33] A. Bazarov, A. Abramovitz and D. Shmilovitz, "Multi-string capacitively isolated quasi- resonant LED driver," 2017 International Conference on Optimization of Electrical and Electronic Equipment (OPTIM) & 2017 Intl Aegean Conference on Electrical Machines and Power Electronics (ACEMP), Brasov, 2017, pp. 711-716.

[34] H. Khalilian, H. Farzanehfard, E. Adib and M. Esteki, "Analysis of a New Single-Stage Soft-Switching Power-Factor-Correction LED Driver With Low DC-Bus Voltage," in IEEE Transactions on Industrial Electronics, Vol. 65, No. 5, pp. 3858-3865, May 2018.