مبدل اصلاح ضریب توان باک و فوروارد - فلای‌بک با اعوجاج هارمونیکی پایین

نویسندگان

1 دانشجوی دکتری، دانشکدة مهندسی برق و کامپیوتر، دانشگاه صنعتی اصفهان، اصفهان، ایران

2 دانشیار، دانشکدة مهندسی برق و کامپیوتر، دانشگاه صنعتی اصفهان، اصفهان، ایران

10.22108/isee.2019.115425.1187

چکیده

در این مقاله یک مبدل اصلاح ضریب توان تک‌مرحله‌ای جدید ارائه می‌شود. در طبقة ورودی این ساختار، از مبدل باک برای اصلاح ضریب توان استفاده می‌شود؛ درنتیجه، مشکل استرس ولتاژ خازن ذخیره‌ساز انرژی، یکی از مشکلات مبدل‌های اصلاح ضریب توان تک‌مرحله‌ای، در این مبدل برطرف شده است. این مدار، علاوه بر داشتن مزیت استرس ولتاژ پایین روی خازن ذخیره‌ساز انرژی، مشکل اعوجاج گذر از صفر نیز ندارد و اعوجاج هارمونیکی جریان ورودی بسیار پایین است. اعوجاج هارمونیکی بالا دراثر زاویة مردة گذر از صفر در ساختارهای مبتنی بر مبدل اصلاح ضریب توان باک ایجاد می‌شود که در این ساختار پیشنهادی با سیم‌پیچ کمکی فوروارد حذف شده است. همچنین، قسمتی از توان ورودی به‌صورت مستقیم به خروجی ارسال شده است که بهبود راندمان را سبب می‌شود. مبدل پیشنهادی تحلیل شده و درستی راهکار پیشنهادی در قالب تحلیل‌های نظری و نتایج شبیه‌سازی و عملی اثبات شده است.
 

کلیدواژه‌ها


عنوان مقاله [English]

Buck-Forward-Flyback Power Factor Correction Converter with Low Total Harmonic Distortion

نویسندگان [English]

  • Masoud Ghazali 1
  • Ehsan Adib 2
1 PhD Candidate, Isfahan University of Technology, Isfahan, Iran
2 Associate Professor, Isfahan University of Technology, Isfahan, Iran
چکیده [English]

In this paper, a new single-stage power factor correction (PFC) converter is presented. In the input stage of this structure, a buck converter is used to correct the power factor. So, the voltage stress of bulk capacitor reduced, and one of the main problems in the single stage PFC converters is solved. Moreover, by employing a compensator circuit, the input current dead angle which is the main drawback of the existing buck type PFCs is obviated, thus the total harmonic distortion is very low. In converters with buck PFC, input current dead angle results in high THD. In the proposed converter, using an inductor coupled with the main transformer, this problem is solved. A part of input power is transmitted directly to the output that helps to improve efficiency. The proposed converter is analyzed and the validity of the proposed solution is proven in the form of theoretical analysis, simulation and practical results.

کلیدواژه‌ها [English]

  • Power Factor Correction
  • Single-stage PFCs
  • Buck Converter

1- مقدمه [1]

امروزه با استفادة روزافزون از تجهیزات الکتریکی، جریان غیرسینوسی به شبکه تحمیل می‌شود که برای شبکه نامطلوب است. شارژشدن خازن یکسوساز با پل دیودی قبل از آن، تنها در لحظات پیک برق شهر صورت گرفته است و موجب می‌‌شود جریانی سوزنی شکل و با دامنة زیاد از شبکه کشیده شود. کشیده‌شدن چنین جریانی، معایبی نظیر افزایش تلفات شبکه، به اشباع بردن ترانسفورمرهای شبکه، خراب‌شدن شکل موج ولتاژ و تحریک اشتباه رله‌های حفاظتی در شبکه دارد. در گذشته این مشکل کمتر خود را نشان می‌داد؛ زیرا بیشتر بارهای متصل به شبکه، اهمی یا سلفی بودند که باعث می‌شدند در بدترین حالت، مشکل هم‌فازنبودن جریان و ولتاژ وجود داشته باشد که درنهایت، این مشکل با به‌کارگیری خازن رفع می‌شد. به‌منظور محدودکردن هارمونیک‌های ناخواستة کشیده‌شده از شبکه، استانداردهایی تدوین شده‌اند که تولیدکنندگان تجهیزات الکتریکی را ملزم می‌کند میزان هارمونیک‌های نامطلوب دریافتی از شبکه را محدود کنند. هرچه جریان گرفته‌شده از شبکه ازنظر شکل و فاز به ولتاژ آن بیشتر شبیه باشد، طبیعتاً استانداردهای بیشتری را برآورده می‌کند و هرچه توان دریافتی از شبکه بیشتر باشد، اثر هارمونیک‌های ناخواسته بیشتر می‌شود؛ بنابراین، با افزایش توان دریافتی، استانداردها سختگیرانه‌تر می‌شوند. همچنین، پارامترهایی نظیر ضریب توان یا THD تعریف می‌شوند که مقادیر آنها معیاری برای سنجش برآوردن استانداردهای مختلف در نظر گرفته می‌شوند.

با توجه به استانداردهای‌ اصلاح ضریب توان، طراحان برای رسیدن به این استانداردها ملزم به استفاده از مدارهای اصلاح ضریب توان در وسایل الکترونیک قدرت‌اند. مبدل اصلاح ضریب توان در ورودی بعد از پل دیودی قرار گرفته است و وظیفة شکل‌دادن به جریان ورودی را به عهده دارد؛ اما همچنان به‌دلیل سینوسی شکل بودن جریان و ولتاژ ورودی، نوسانات[i] صد هرتز در خروجی آن وجود دارد. بنابراین، یک مبدل دیگر بعد از مبدل اصلاح ضریب توان برای تنظیم‌کردن ولتاژ خروجی قرار می‌دهند. ساختار بیان‌شده به ساختار دو مرحله‌ای معروف است که در توان‌های پایین، بهینه و به صرفه نیست؛ بنابراین، برای توان‌های پایین معمولاً این دو مبدل ادغام می‌شوند که به ساختار تک‌مرحله‌ای معروف‌اند. به‌دلیل ادغام دو مبدل، در این ساختار این امکان وجود دارد که تمام توان پردازشی فقط با یک کلید کنترل شود؛ اما همین امر باعث شده است این ساختار برای توان‌های پایین استفاده شود. بنابراین، در توان‌های پایین، مناسب‌ترین گزینه استفاده از چنین ساختاری است؛ زیرا ازنظر تعداد المان و نیز حجم مدار کنترل بهینه است. از آنجا که در این نوع ساختار معمولاً یک سوئیچ استفاده می‌شود، باید مبدل اول که نقش مبدل اصلاح ضریب توان را به عهده دارد، خاصیت اصلاح ضریب توان را به‌صورت ذاتی داشته باشد تا مدار کنترل مجزایی برای شکل‌دادن به جریان ورودی نیاز نداشته باشد. اثبات می‌شود اگر مبدل‌ها در حالت جریان گسسته عمل کنند، پیک جریان ورودی متناسب با ولتاژ ورودی آنها (سینوسی) است؛ بنابراین، به‌صورت ذاتی عملیات شکل‌دهی به جریان ورودی و اصلاح ضریب توان صورت می‌گیرد.

در ]1[ مبدل باک‌بوست در نقش مبدل اصلاح ضریب توان با مبدل باک در نقش مبدل ولتاژ مستقیم ادغام شده که تغییر وضعیت دیودها نرم است؛ اما از دو کلید استفاده شده و حجم مدار کنترل بالا رفته است؛ بنابراین، برای توان‌های پایین، ازنظر قیمت و حجم بهینه نیست. همچنین، مجزاسازی[ii] ولتاژ خروجی در این ساختار وجود ندارد که یکی از معایب این ساختار به حساب می‌آید. در ]2[ هر دو مبدل اصلاح ضریب توان و ولتاژ مستقیم باک‌بوست‌اند و مدار ارائه‌شده برای کاربرد چراغ LED معرفی شده است.

                       

شکل (1): شماتیک مبدل پیشنهادی

 

 

شکل (2): شکل موج‌های مهم مبدل پیشنهادی در یک دورة تناوب کلیدزنی

 

شکل (3): شکل موج جریان سلف LB مبدل و جریان ورودی در یک دورة تناوب برق شهر

از مزایای این ساختار این است که به‌دلیل استفاده از مبدل باک‌بوست، مشکل اعوجاج گذر از صفر وجود ندارد؛ اما خاموش و روشن شدن دیودها به‌صورت سخت انجام می‌شود؛ بنابرین، تلفات کلیدزنی چشمگیر است. نکتة دیگر اینکه مشابه ساختار قبلی، مجزاسازی ولتاژ خروجی در این ساختار وجود ندارد. در ]3[ دو مبدل باک با یکدیگر ادغام شده‌اند. به‌دلیل اینکه مبدل باک کاهنده است، استرس ولتاژ روی خازن ذخیره‌ساز انرژی[iii] (CB) پایین است. همچنین، تغییر وضعیت دیودها در جریان صفر صورت می‌گیرد؛ با این حال، علاوه بر نداشتن مجزاسازی ولتاژ خروجی، با توجه به اینکه مبدل اصلاح ضریب توان از جنس باک است، مشکل اعوجاج گذر از صفر دارد. در ]4[ برای داشتن کلیدزنی نرم از مدار برشگر ولتاژ استفاده شده است؛ بنابراین، کلیدزنی نرم دارد. همچنین، انرژی سلف نشتی در رزونانس، جذب خازن خروجی می‌شود؛ اما علاوه بر داشتن اعوجاج گذر از صفر، دو کلید دارد و مشابه مدار قبلی ازنظر حجم و قیمت برای توان‌های پایین مناسب نیست. در ]5[ مبدل باک در نقش‌ مبدل اصلاح ضریب توان با مبدل فلای‌بک در نقش مبدل ولتاژ مستقیم ادغام شده است. ساختار این مدار به‌گونه‌ای است که جریان کلید در هر لحظه برابر یکی از مبدل‌هاست. در این مدار نیز مشابه مدار ارائه‌شده در ]4[، اعوجاج گذر از صفر وجود دارد و به‌دلیل ذخیره‌شدن انرژی در ترانسفورمر فلای‌بک، حجم ترانسفورمر بزرگ‌تر شده است. نکتة دیگر، برای ذخیرة انرژی بیشتر در آن عموماً فاصلة هوایی بین هسته، زیاد در نظر گرفته شده است که افزایش سلف نشتی آن را سبب می‌شود. در ]6[ مبدل بوست در نقش مبدل اصلاح ضریب توان با مبدل فلای‌بک در نقش مبدل ولتاژ مستقیم ترکیب شده است. از مزایای این مدار این است که قسمتی از توان مدار به‌صورت مستقیم به خروجی انتقال یافته که بهبود راندمان را سبب شده است و همچنین، روشن‌شدن کلید در ولتاژ کمی صورت می‌گیرد. باوجود اینکه مبدل ورودی بوست است، در این ساختار نیز مشکل اعوجاج گذر از صفر وجود دارد. نکتة دیگر اینکه این ساختار مشابه مدار قبلی، معایب ترانسفورمر فلای‌بک را دارد. در ]7[ نیز مشابه ]6[ دو مبدل بوست و فلای‌بک ادغام شده‌اند. از ویژگی‌های مثبت این مبدل این است که قسمتی از توان ورودی به‌صورت مستقیم به خروجی رفته است. اسنابر اضافه‌شده نیز باعث می‌شود ولتاژ کلید را کلمپ و انرژی سلف نشتی را بازیافت کند؛ با این حال، افزودن اسنابر باعث پیچیده‌ترشدن مدار شده است. یک جریان هرزگردی وجود دارد که افزایش تلفات را سبب شده است. همچنین، به‌دلیل اینکه مبدل ورودی (بوست) افزاینده است، استرس ولتاژ روی خازن CB بالاست. در ]8[ مبدل سپیک در نقش PFC با فلای‌بک در نقش مبدل ولتاژ مستقیم ادغام شده‌اند که با وجود مزایایی نظیر نداشتن اعوجاج گذر از صفر، تعداد المان‌های مغناطیسی به‌نسبت زیادی دارد که حجم مدار را افزایش می‌دهد.

2- مبدل پیشنهادی

این ساختار از ادغام مبدل باک در نقش مبدل اصلاح ضریب توان با مبدل فوروارد در نقش مبدل ولتاژ مستقیم به وجود آمده است. مهم‌ترین عیب مبدل باک، داشتن اعوجاج گذر از صفر است که در قسمت بعد بیشتر توضیح داده شده است؛ با این حال، مزیت عمدة آن، پایین‌بودن ولتاژ خازن CB به‌دلیل کاهنده‌بودن مبدل ورودی است و می‌توان از یک خازن‌ ولتاژ پایین به‌عنوان خازن CB استفاده کرد؛ درحالی‌که در مدارهایی که ورودی آنها از مبدل بوست استفاده شده است، بیشتر به‌دلیل ولتاژ بالا بودن خروجی قسمت مبدل اصلاح ضریب توان باید از چند خازن سری یا خازن ولتاژ بالا استفاده کرد. همچنین، ولتاژ پایین خازن CB این اجازه را می‌دهد که بتوان از ترانسفورمر مبدل ثانویة با وظیفة تنظیم ولتاژ، فقط در نقش ایجاد مجزاسازی ولتاژ خروجی استفاده کرد و خاصیت کاهندگی یا افزایندگی نداشته باشد؛ یعنی نسبت تعداد دور در ورودی و خروجی‌ها نزدیک به یک‌به‌یک بوده است و سلف نشتی به کمترین مقدار خود می‌رسد که عملکرد مبدل را بهینه می‌کند. علاوه بر آن، طراحی ترانسفورمر به‌علت استرس ولتاژ پایین ساده می‌شود؛ بنابراین، هدف این مقاله ارائة ساختاری است که مزایای مبدل باک را داشته باشد و در عین حال، معایب آن رفع شده باشد. توضیحات بیشتر چگونگی رسیدن به این هدف در قسمت بعد آمده است. ساختار این مبدل در
شکل (1) آمده است. مطابق شکل، در ورودی مبدل از یک مدار کمکی استفاده شده است که وظیفة برطرف‌سازی مشکل اعوجاج گذر از صفر را دارد.

در ادامه، شکل موج‌های مهم مبدل در یک دورة کلیدزنی در شکل (2) آورده شده‌اند. همچنین، جریان سلف LB و جریان ورودی (جریان سلف Lf) در طول نیمی از یک دورة تناوب برق شهر در شکل (3) رسم شده‌اند.

 

2-1- اجزای مبدل پیشنهادی

به‌دلیل اینکه مبدل PFC ورودی جریان گسسته است، باید در ورودی مدار فیلتر LC استفاده شود. بعد از آن، پل دیودی قرار داده شده است که وظیفة یکسوسازی را به عهده دارد. در کنار پل دیودی، یک خازن بسیار کوچک نیز برای حذف نوسانات به‌صورت موازی قرار داده شده است. در قسمت بعد از آن، مدار جبران‌ساز قرار داده شده است. علت استفاده از این مدار این است که مبدل باک در حالتی می‌تواند کار کند که ولتاژ ورودی بیشتر از خروجی باشد؛ اما در عمل ولتاژ ورودی مبدل باک سینوسی یکسوشده با فرکانس 100 هرتز است؛ بنابراین، لحظاتی وجود دارند که ولتاژ ورودی مبدل باک یا همان خروجی یکسوساز از ولتاژ خروجی آن کمتر باشد. حال برای رفع این مشکل و استفاده از مزایای مبدل باک به‌عنوان مبدل اصلاح ضریب توان، از مدار جبران‌ساز استفاده شده است. این مدار شامل یک سلف، یک دیود و یک خازن است که یک منبع ولتاژ سری ایجاد می‌کنند. سلف مدار به‌صورت مجزا نیست و در حقیقت یکی از خروجی‌های ترانسفورمر مبدل است. منبع ولتاژ سری در لحظات روشن‌بودن کلید، ولتاژی معادل ولتاژ خروجی می‌سازد که باعث می‌شود، با توجه به پلاریته‌اش، جمع ولتاژ خروجی و ولتاژ مدار جبران‌ساز به‌طور تقریبی صفر شود؛ درنتیجه، در ولتاژهای ورودی کمتر از ولتاژ خروجی، جریان ورودی مقداری غیر از صفر است. بعد از آن، سلف و خازن خروجی مبدل باک وجود دارند که خازن خروجی مبدل باک در حقیقت، خازن CB مدار و منبع ولتاژ ورودی مبدل فوروارد است. در قسمت آخر نیز ترانسفورمر مبدل فوروارد و خازن خروجی و بار به‌ترتیب قرار گرفته‌اند.

2-2- وضعیت‌های عملکرد مدار

پیش از بررسی حالت‌های مختلف عملکرد، گفتنی است در تحلیل‌ها المان‌ها ایدئال در نظر گرفته شده‌اند و از افت ولتاژ دیودها در هنگام روشن‌شدن صرف‌نظر شده است. پیش از تحلیل، فرض می‌شود خازن‌های خروجی مدار (CO) و خازن خروجی قسمت مبدل باک (CB) به اندازة کافی بزرگ‌اند که بعد از رسیدن به حالت پایدار، تغییر ولتاژ آنها تقریباً ناچیز است.

وضعیت اول (t0 – t1):

این وضعیت با روشن‌شدن کلید آغاز می‌شود. در این وضعیت، کلید اتصال کوتاه شده و ولتاژ خازن CB دو سر سلف L1 و Lm ترانسفورمر و دیود D1 قرار گرفته است و آن را روشن می‌کند. با روشن‌شدن دیود، خازن CB جریانی را به سلف L1 تزریق می‌کند که قسمتی از این جریان به خروجی رفته است و خازن خروجی (CO) را از طریق دیود D3 و سلف نشتی ترانسفورمر Llk)( شارژ می‌کند. همچنین، با توجه به سرنقطه‌دار سلف‌های ترانسفورمر، ولتاژ القاشده در دو سر سلف L4 ترانسفورمر، دیود DC بایاس مستقیم‌شده و قسمتی از جریان واردشده به L1 باعث شارژشدن خازن CC از طریق سلف L4 می‌شود. شارژشدن خازن CC به‌صورت رزونانس با سلف نشتی L4 صورت می‌گیرد که این روزنانس در شکل موج عملی و نیز در شکل موج تئوری نشان داده شده است. در حقیقت، اختلاف جریان Llk و L1وارد خازن CC می‌شود. همچنین، جریان در سلف Lm ترانسفورمر توسط خازن CB با شیب خطی افزایش می‌یابد. ولتاژ دو سر CC نیز ولتاژ CB را خنثی می‌کند و سلف باک LB با ولتاژ ورودی شارژ می‌شود. مدار معادل وضعیت اول در شکل (4) آمده است.

وضعیت دوم (t1 – t2):

هنگامی که کلید خاموش می‌شود، جریان سلف LB باعث روشن‌شدن D2 و از طریق آن، در خازن CB تخلیه می‌شود. همچنین، در این وضعیت سلف مغناطیس‌کنندگی ترانسفورمر، یعنی ‌Lm، می‌خواهد به جریان خود ادامه دهد؛ بنابراین، ولتاژ آن معکوس می‌شود و در آن جهت بالا می‌رود تا اینکه با رسیدن به ولتاژ خازن CO کلمپ شود. در حقیقت، ولتاژ دو سر سلف L3 ترانسفورمر باعث روشن‌شدن دیود D4 و کلمپ‌شدن ولتاژ سلف Lm می‌شود؛ بنابراین، Lm از طریق ارتباط مغناطیسی بین L1 و L3 ترانسفورمر در خازن CO تخلیه می‌شود و جریان آن کاهش می‌یابد. نکتة دیگر، با قرارگرفتن ولتاژ خازن CO به‌صورت معکوس روی L3، به‌دلیل یک‌به‌یک‌بودن نسبت دور ترانسفورمر، همین ولتاژ روی L2 القا می‌شود و در مجموع، ولتاژی معادل دو برابر ولتاژ خازن CO به‌صورت معکوس دو سر سلف Llk قرار می‌گیرد و کاهش شدید جریان آن را سبب می‌شود. این وضعیت با به صفر رسیدن جریان سلف Llk پایان می‌یابد. مدار معادل وضعیت دوم در شکل (5) آمده است.

وضعیت سوم (t2 – t3):

در این وضعیت، سلف‌های LB و ‌Lm به‌ترتیب در خازن‌های CB و CO تخلیه می‌شوند و ولتاژ این دو خازن باعث کاهش جریان آنها می‌شود. این وضعیت تا صفرشدن جریان سلف ‌Lm ادامه می‌یابد. مدار معادل وضعیت سوم در شکل (6) آمده است.

وضعیت چهارم (t3 – t4):

در این وضعیت، تنها سلف LB جریان دارد که با توجه به قرارگرفتن ولتاژ خازن CB به‌صورت معکوس در دو سر آن، مشابه دو وضعیت‌ قبل، به روند کاهش جریان خود ادامه می‌دهد. در پایان این وضعیت، جریان سلف LB به صفر می‌رسد. مدار معادل وضعیت چهارم در شکل (7) آمده است.

وضعیت پنجم (t4 – t5):

در این وضعیت، المان‌ها خاموش‌اند و خازن خروجی همچنان تأمین بار را به عهده دارد. برای اینکه مبدل بتواند بیشترین توان ممکن را پردازش کند، سعی شده است این زمان در کمترین حالت ممکن باشد. این وضعیت تا روشن‌شدن مجدد کلید ادامه می‌یابد. مدار معادل وضعیت پنجم در شکل (8) آمده است.

 

 

شکل (4): مدار معادل مبدل پیشنهادی در وضعیت اول

 شکل (5): مدار معادل مبدل پیشنهادی در وضعیت دوم

 

شکل (6): مدار معادل مبدل پیشنهادی در وضعیت سوم

 

شکل (7): مدار معادل مبدل پیشنهادی در وضعیت چهارم

 

شکل (8): مدار معادل مبدل پیشنهادی در وضعیت پنجم

3- نحوة طراحی و نتایج شبیه‌سازی

فرض بر این است که در خروجی توان متوسط
50 وات برای بار نیاز است. توان ورودی، شکلی متناسب با مجذور سینوسی و دامنة 100 وات خواهد داشت تا متوسط آن 50 وات شود. همچنین، ولتاژ خازن خروجی مبدل باک تقریباً برابر 65 ولت و ضریب وظیفة کلید 10% در نظر گرفته شده است. علت انتخاب این سطح ولتاژ برای خازن CB این است که بتوان ترانسفورمر مبدل فوروارد را با نسبت یک‌به‌یک و حداقل سلف نشتی پیاده‌سازی کرد. نکتة دیگر اینکه ولتاژ ورودی در حالت ماکزیمم برابر
310 ولت و فرکانس کاری برابر 100 کیلوهرتز است. در هنگام وصل بودن کلید، به‌دلیل نسبت دور یک‌به‌یک بین دو سر L1 و L2 ترانسفورمر، ولتاژهای دو خازن CB و CC برابرند؛ درنتیجه، با نوشتن KVL بین المان‌های دیود D1، خازن بالک، سلف LB، خازن CC و پل دیودی، می‌توان نتیجه گرفت ولتاژ دو سر سلف LB برابر با ولتاژ ورودی یک‌سوشدة بعد از پل دیودی است. بنابراین، با توجه به اینکه مدت زمان روشن‌بودن کلید برابر DT است، مقدار ماکزیمم جریان سلف LB از رابطة زیر به دست می‌آید:

(1)

    

در طول یک دورة تناوب کلیدزنی، در ابتدا جریان سلف LB به‌صورت افزایشی و سپس به‌صورت کاهشی است تا صفر شود؛ فقط در زمانی که جریان با شیب افزایشی است، جریان از منبع ورودی جذب می شود. بنابراین، جریانی که از منبع ورودی کشیده می‌شود، متوسط قسمت افزایشی جریان سلف LB است؛ درنتیجه، می‌توان با داشتن مقدار ماکزیمم آن، ماکزیمم Iin را محاسبه کرد. رابطة دیگری که برای جریان Iin برقرار است، به دست آوردن آن با استفاده از توان خروجی و ولتاژ ورودی است. به این صورت که ماکزیمم توان ورودی دو برابر توان خروجی است و این توان به‌ازای ولتاژ ورودی ماکزیمم و جریان ورودی ماکزیمم به دست می‌آید.

(2)

    

با ترکیب دو رابطة (1) و (2) و جایگذاری مقادیر، داریم:

 

برای به دست آوردن رابطة سلف نشتی (Llk)، از این نکته استفاده می‌شود که با صرف‌نظر از توان ارسالی با سلف L3 ترانسفورمر (می‌توان از متوسط جریان آن در مقابل متوسط جریان سلف Llk صرف‌نظر کرد)، توان خروجی با سلف Llk ارسال می‌شود. بنابراین، متوسط جریان سلف نشتی برابر با جریان خروجی است؛ زیرا در حالت پایدار، تعادل شارژ برای خازن CO برقرار است و در یک دورة تناوب جمع جبری جریان واردشده به آن و خارج‌شده از آن برابر صفر است. متوسط جریان Llk، با توجه به مقدار ماکزیمم آن و مقدار ولتاژ قرارگرفته در دو سر آن به دست می‌آید. به‌دلیل یک‌به‌یک‌بودن ترانسفورمر مبدل، ولتاژ خازن VCB روی سلف L2 ترانسفورمر القا می‌شود و اختلاف آن با ولتاژ خروجی دو سر سلف Llk قرار می‌گیرد.

(3)

    

جریان خروجی IO نیز با توجه به مقادیر توان و ولتاژ خروجی به دست می‌آید.

(4)

    

با ترکیب دو رابطة (3) و (4) و جایگذاری مقادیر، داریم:

    

مقادیر به‌دست‌آمده برای سلف نشتی و سلف مبدل باک باید در شرط زیر صدق کنند؛ در غیر این صورت، باید یک دیود به ساختار اضافه شود. به صورتی که کاتد آن به درین کلید مبدل و آند آن به کاتد D1 متصل باشد؛ زیرا با صرف‌نظر از جریان سلف Lm، اگر جریان سلف LB بیشتر از Llk باشد، به یک مسیر اضافی برای عبور جریان نیاز دارد.

(5)

    

که شرط بالا با توجه به مقادیر به‌دست‌آمده برآورده می‌شود و به دیود نیازی نیست. مشابه IO، مقاومت بار نیز با داشتن ولتاژ و توان خروجی به دست می‌آید.

(6)

    

برای طراحی خازن CB طبق مرجع ]9[، داریم:

(7)

    

برای طراحی خازن خروجی نیز باید به این نکته توجه کرد که ضریب وظیفه 10% است؛ بنابراین، در 90% زمان تناوب، خازن خروجی به تنهایی بار را تأمین می‌کند و نباید در این مدت، افت ولتاژ محسوسی داشته باشد. بنابراین، با انتخاب محدودة تغییرات ولتاژ مجاز برای آن، اندازة خازن تعیین می‌شود. در اینجا حداکثر تغییرات 1% در نظر گرفته شده است.

(8)

    

خازن را باید مقداری مساوی یا بزرگ‌تر از مقدار بالا انتخاب کرد. سلف و خازن ورودی باید به‌گونه‌ای باشد که فرکانس کلیدزنی را فیلتر و فرکانس برق شهر را عبور دهد؛ بنابراین، باید در رابطة (9) صدق کند.

(9)

    

با انتخاب مقادیر Lf=1mH و Cf=22nF، مشاهده می‌شود این نامساوی برآورده می‌شود. با توجه به مقادیر به‌دست‌آمده و بررسی نتایج شبیه‌سازی به‌ازای تغییر اندک مقادیر مختلف تا رسیدن به مقادیر استاندارد، مقادیر المان‌ها انتخاب می‌شوند که در جدول (1) آمده‌اند. با توجه به اینکه تقریباً تمام توان ارسالی به خروجی با سیم‌پیچ فورواردی ترانسفورمر (سیم‌پیچ L2) انتقال می‌یابد، باوجود استفاده از چهار سیم‌پیچ، می‌توان از سیم‌های نازک‌تری برای سیم‌پیچ L3 و L4 استفاده کرد؛ زیرا قسمت فلای‌بک ترانسفورمر صرفاً برای تخلیة انرژی سلف مغناطیس‌کنندگی است. بنابراین، به لحاظ حجم ترانسفورمر، در مقایسه با ترانسفورمر یک مبدل فوروارد افزایش محسوسی ایجاد نشده است. همان‌طور که در قسمت مقدمه اشاره شد، برای ذخیرة انرژی بیشتر در ترانسفورمر فلای‌بک، به ایجاد فاصلة هوایی بین هستة ترانسفورمر نیاز است و به‌دلیل ذخیرة انرژی در هسته، افزایش حجم و سلف نشتی را سبب می‌شود که در ترانسفورمر این مدار، با توجه به انتقال توان به‌صورت فورواد، این دو مشکل به حداقل مقدار خود رسیده‌اند. همچنین، سیم‌پیچ مربوط به L4، خازن Cc را شارژ می‌کند و چون ولتاژ این خازن با ولتاژ خازن ذخیره‌ساز انرژی، برابر و به مراتب کوچک‌تر از مؤثر ولتاژ ورودی است، این سیم‌پیچ نیز توان ناچیزی را پردازش می‌کند. پس ترانسفورمر دقیقاً مانند مبدل فوروارد طراحی شده است و سلف‌های سه و چهار، دو سیم‌پیچ با حجم بسیار کم روی هسته‌اند.

در شکل (9) و (10) به‌ترتیب ساختار مدار و شکل موج جریان و ولتاژ ورودی شبیه‌سازی‌شده آمده‌اند. گفتنی است به‌دلیل اینکه دامنة جریان نسبت به ولتاژ بسیار کوچک‌تر است، دامنة جریان با بزرگنمایی 200 برابری و رنگ سبز نشان داده شده است. همان‌طور که مشاهده می‌شود، مدار جبران‌ساز پیشنهادی تا حد زیادی مشکل اعوجاج را بهبود بخشده است. علاوه بر آن، شکل موج ولتاژ خروجی و ولتاژ کلید مدار نیز به‌ترتیب در شکل‌های (11) و (12) آمده‌اند. مدار پیشنهادی به‌صورت عملی نیز ارزیابی شد که در شکل‌های (13)، (14) و (15) به‌ترتیب شکل موج ولتاژ و جریان ورودی، نمایی از ساختار عملی و شکل موج ولتاژ و جریان سوئیچ آمده‌اند. همان‌طور که مشاهده می‌شود، مشکل اعوجاج گذر از صفر تا حد زیادی بهبود یافته است.

جدول (1): مقادیر نهایی المان‌ها

اندازة المان

نام المان

1 mH

L1

125 µH

L2

48 µH

L3

125 µH

L4

125 µH

L5

22 nF

C1

100 nF

C2

470 µF

C3

10 µF

C4

47 Ω

Rload

 

شکل (9): ساختار مدار شبیه‌سازی‌شده در نرم‌افزار ORCAD

             

   
   

ولتاژ ورودی

   
   

 

شکل (10): نتایج شبیه‌سازی شکل موج جریان و ولتاژ
ورودی مدار

             

   
   

ولتاژ ورودی

   
   

         

   
   

جریان ورودی

   
   

         

   
   

جریان ورودی

   
   

 

شکل (11): نتایج شبیه‌سازی از شکل موج ولتاژهای ورودی و خروجی مدار

             

   
   

ولتاژ خروجی

   
   

         

   
   

جریان ورودی

   
   

         

   
   

جریان ورودی

   
   

 

شکل (12): نتایج شبیه‌سازی از شکل موج ولتاژ کلید مدار

4- مقایسه و بررسی مبدل پیشنهادی

به‌منظور بررسیدقیق‌تر مبدل پیشنهادی، ابتدا تحلیل تلفاتی برای این مبدل صورت گرفته که نمودار آن در
شکل (16) آمده است. همان‌طور که مشاهده می‌شود قسمت عمدة تلفات، به‌دلیل تلفات کلیدزنی است که می‌توان به بهای افزایش تعداد المان و پیچیدگی مدار، این تلفات را کاهش و راندمان را افزایش داد. در ادامه، مقادیر پارامتر THD برای مبدل پیشنهادی و مبدل‌های ]8[ و ]5[ در جدول (2) آمده است. همان‌طور که در قسمت شکل موج‌های شبیه‌سازی و عملی نیز مشاهده شد، مبدل پیشنهادی، هدف اصلی طراحی این مبدل، یعنی حذف اعوجاج گذر از صفر موجود در مبدل باک را به‌خوبی برآورده کرده است. به‌منظور اطمینان بیشتر از برآورده‌شدن استانداردهای موجود در این زمینه، میزان هارمونیک جریان ورودی با استاندارد IEC61000-3-2-ClassD مقایسه شد و نتیجه در شکل (17) آورده شد که البته این شکل نیز نشان‌دهندة برآورده‌شدن کامل این استاندارد است. به‌طور کلی مزایای مبدل در موارد زیر خلاصه می‌شود:

  • · حذف اعوجاج گذر از صفر و پیاده‌سازی آن با سلف کوپل‌شده با ترانسفورمر مبدل به‌منظور صرفه‌جویی در حجم مدار
  • · استرس ولتاژ پایین خازن ذخیره‌ساز انرژی
  • · انتقال مستقیم قسمتی از توان ورودی به خروجی
  • · نیازنداشتن به پالس گیت سورس شناور
  • · داشتن ولتاژ خروجی مجزا از ولتاژ ورودی

 

شکل (13): نتایج آزمایشگاهی از شکل موج جریان و ولتاژ ورودی مبدل پیشنهادی

 

شکل (14): نمایی از مبدل پیشنهادی

             

   
   

Isw

   
   

         

   
   

15A

   
   

         

   
   

100V

   
   

         

   
   

Vsw

   
   

         

   
   

2.5us

   
   

 

شکل (15): نتایج آزمایشگاهی از شکل موج جریان و ولتاژ کلید مبدل پیشنهادی

 

جدول (2): مقایسة پارامتر THD

ساختار

مقدار THD

مبدل [5]

50 %

مبدل [8]

11 %

مبدل پیشنهادی

2 %

 

شکل (16): نمودار تحلیل تلفات مبدل پیشنهادی

 

شکل (17): بررسی و مقایسة جریان ورودی
با استاندارد کلاس
D

5- نتیجه‌گیری

در این مقاله ابتدا دلیل اهمیت بحث انجام اصلاح ضریب توان بیان شد. سپس چگونگی عملی‌کردن این موضوع با مبدل‌های ولتاژ مستقیم مطرح شد. در ادامه، چندین مدار ارائه‌شده در این زمینه با یکدیگر مقایسه شدند و مزایا و معایب هریک بیان شد. در قسمت بعد یک مبدل تک‌مرحلة متشکل از ادغام دو مبدل باک و فوروارد پیشنهاد شد. در مدار پیشنهادی سعی بر این بود که علاوه بر استفاده از مزایای مبدل باک، به‌عنوان مبدل اصلاح ضریب توان، مهم‌ترین مشکل این مبدل را بهبود دهد که اعوجاج گذر از صفر است. این عمل با یک مدار جبران‌ساز صورت گرفت که فقط شامل یک خازن، یک دیود و یک سلف کوپل‌شده با ترانسفورمر مبدل است و ازنظر حجمی تأثیر زیادی در افزایش حجم مدار کلی ندارد. مزایای این ساختار نسبت به ساختارهای مشابه در پژوهش‌های قبلی بیان شد. در آخر نیز روابط طراحی برای مدار پیشنهادی بیان شد و شبیه‌سازی مدار پیشنهادی با نرم‌افزار، ارائه و بهبود مشکل اعوجاج اثبات شد. همچنین، نتایج عملی ارائه شد که نتایج شبیه‌سازی را تأیید می‌کند.



[1]تاریخ ارسال مقاله: 13/11/1397

تاریخ پذیرش مقاله: 13/05/1398

نام نویسندۀ مسئول: احسان ادیب

نشانی نویسندۀ مسئول: ایران - اصفهان - دانشگاه صنعتی اصفهان - دانشکدة مهندسی برق و کامپیوتر



[i] ripple

[ii] Isolation

[iii] Bulk capacitor

 

[1] H. L. Cheng and C. W. Lin, "Design and Implementation of a High-Power-Factor LED Driver With Zero-Voltage Switching-On Characteristics," in IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 29, no. 9, pp. 4949-4958, Sept. 2014.

[2] J. M. Alonso, J. Vina, D. G. Vaquero, G. Martinez and R. Osorio, "Analysis and Design of the Integrated Double Buck–Boost Converter as a High-Power-Factor Driver for Power-LED Lamps," in IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 59, no. 4, pp. 1689-1697, April 2012.

[3] Y. Chen, Z. Zhong and Y. Kang, "Design and Implementation of a Transformerless Single-Stage Single-Switch Double-Buck Converter With Low DC-link Voltage, High Step-Down, and Constant Input Power Factor Features," in IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 29, no. 12, pp. 6660-6671, Dec. 2014.

[4] W. Y. Choi, J. M. Kwon, J. J. Lee, H. Y. Jang and B. H. Kwon, "Single-Stage Soft-Switching Converter With Boost Type of Active Clamp for Wide Input Voltage Ranges," in IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 24, no. 3, pp. 730-741, March 2009.

[5] J. M. Alonso, M. A. Dalla Costa and C. Ordiz, "Integrated Buck-Flyback Converter as a High-Power-Factor Off-Line Power Supply," in IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 55, no. 3, pp. 1090-1100, March 2008.

[6] Y. Hu, L. Huber and M. M. Jovanovic, "Single-Stage Flyback Power-Factor-Correction Front-End for HB LED Application," 2009 IEEE Industry Applications Society Annual Meeting, Houston, TX, 2009, pp. 1-8.

[7] S. W. Lee and H. L. Do, "A Single-Switch AC–DC LED Driver Based on a Boost-Flyback PFC Converter With Lossless Snubber," in IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 32, no. 2, pp. 1375-1384, Feb. 2017.

[8] B. Poorali and E. Adib, "Analysis of the Integrated SEPIC-Flyback Converter as a Single-Stage Single-Switch Power-Factor-Correction LED Driver," in IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 63, no. 6, pp. 3562-3570, June 2016.

[9] M. H. Rashid, "POWER ELECTRONICS HANDBOOK", ELSEVIER, 2011