معرفی یک مبدلDC بهDC افزاینده با کنترل هوشمند برای کاربردهای فتوولتائیک

نوع مقاله: مقاله علمی فارسی

نویسندگان

1 استادیار دانشکده فنی و مهندسی، دانشگاه اصفهان، اصفهان، ایران

2 - کارشناس ارشد، دانشکده فنی و مهندسی برق، دانشگاه اصفهان، اصفهان، ایران

چکیده

در این مقاله یک مبدل SEPIC افزاینده با راندمان بالا برای کاربردهای فتوولتائیک پیشنهاد شده است. در مبدل پیشنهادی از مدار کمکی بدون هیچ کلید اضافی استفاده شده است. این مدار کمکی موجب می‌گردد که کلید تحت شرایط کلید زنی نرم کار می کند. با مدارات اضافه شده، مسئله جریان بازیابی معکوس در تمامی دیودهای خروجی آرام شده و این امر باعث کاهش تلفات و به دنبال آن افزایش راندمان مدار می‌شود. سیستم کنترلی مبتنی بر روش منطق فازی ارائه شده در این مبدل، ردیابی دقیق و سریع نقطه توان بیشینه را به صورت هوشمند، در شرایط مختلف محیطی (تابش و دما) باعث شده و با تنظیم دوره‌ کار مبدل، بیشترین توان را به بار تحویل می‌دهد. در نهایت، نتایج حاصل از شبیه ‌سازی‌های تئوری با نتایج حاصل از پیاده‌سازی مبدل، مقایسه شده تا دلیلی بر عملکرد صحیح مبدل و درستی محاسبات تئوری باشد.

کلیدواژه‌ها


عنوان مقاله [English]

A high performance DC-DC converter with intelligent control for photovoltaic applications

نویسندگان [English]

  • M. Niroomand 1
  • M. Sherkat 2
  • M. Soheili 2
1 Department of Electrical Engineering, University of Isfahan, Isfahan, Iran
2 Department of Electrical Engineering, University of Isfahan, Isfahan, Iran
چکیده [English]

In this paper, a SEPIC (Single-Ended Primary Inductance Converter) with high efficiency has been proposed for photovoltaic applications. In the proposed converter, an auxiliary circuit without any additional switches has been used. The switch works under ZCS and ZVS conditions. No auxiliary switch was added to the circuit, thus any additional drive circuit is not needed. The proposed control system based on fuzzy logic method, has shown the smart accurate and faster tracking of the maximum power point, in different environmental conditions (radiation and temperature). Also, this controller delivers the maximum power to the load with adjusting the duty cycle of a converter. Finally, the simulation results were compared with experimental results to verify the theoretical calculation.

کلیدواژه‌ها [English]

  • SEPIC
  • Soft switching
  • High efficiency
  • Fuzzy Controller
  • MPPT
  • Photovoltaic system

استفاده وسیع از سوخت‌های فسیلی، همچون نفت، زغالسنگ و گاز، اثار گلخانه‌ای و آلودگی محیط زیست را به دنبال دارد. از طرفی، کمبود انرژی و آلودگی محیط زیست موانع عمده‌ای برای توسعه انسان شده‌اند. براساس بررسی‌ها و مطالعات، انرژی خورشیدی وسیع‌ترین منبع انرژی در جهان است. کارشناسان بخش انرژی می گویند، انرژی نوری که توسط خورشید در هر ساعت به زمین می‌تابد، بیش از کل انرژی­ای است که ساکنان زمین در طول یک سال مصرف می‌کنند. از این رو، برای بهره‌گیری از این منبع باید بتوانیم انرژی خورشیدی را به انرژی مورد استفاده تبدیل کرده و یا اینکه فن‌آوری‌ها، توانایی تولید انرژی مورد نیاز از خورشید را داشته باشند [1]. یکی از اصلی‌ترین راه‌های استفاده از انرژی خورشید، استفاده از سیستم‌های فتوولتائیک[1] (PV) است. به پدیده‌ای که بر اثر تابش نور بدون استفاده از مکانیزم‌های محرک، الکتریسیته تولید کند، پدیده فتوولتائیک و به هر سیستمی که از این پدیده‌ها استفاده کند، سیستم فتوولتائیک گویند [2].

ولتاژ خروجی سلول‌های PV پایین است. با اتصال سری و موازی سلول‌ها به هم، واحد بزرگتری به نام آرایه فتوولتائیک[2] تشکیل می‌شود که می‌تواند جریان و ولتاژ بزرگتری تولید کند [2].

سیستم­های فتوولتائیک در حالت­های مختلف متصل به شبکه و منفصل از شبکه استفاده قرار می­شوند. در حالت‌های متصل به شبکه، وجود یک اینورتر برای تبدیل ولتاژ DC تولید شده به AC ضروری است. شکل(1) ساختار یک سیستم فتوولتائیک متصل به شبکه را نشان می‌دهد. در حالت­های منفصل از شبکه، بسته به نوع بار (AC یا DC) ممکن است سیستم شامل یک اینورتر باشد یا نه. در این مقاله تمرکز اصلی بر روی قابلیت­های مختلف مبدل DC به DC در یک سیستم فتوولتائیک شامل راندمان، بهره و قابلیتهای کنترلی است، که در سیستم­های متصل به شبکه و منفصل از شبکه کاربرد دارد [3 و4].

ولتاژ خروجی آرایه های فتوولتائیک با ساختار اتصال سری- موازی نسبتاً پایین است. بنابراین، به مبدل‌های DC به DC افزاینده با بهره بالا نیاز است تا ولتاژ پایین سلول‌های فتوولتائیک را به ولتاژ DC بالایی تبدیل کند [5 و6]. همچنین، برای استفاده بهینه از انرژی تولید شده توسط آرایه خورشیدی، راندمان مبدل باید بالا باشد. به همین علت، در این مقاله یک مبدل DC به DC، دارای خاصیت کلیدزنی نرم و با راندمان و بهره بالا معرفی شده است.

 

 

شکل(1): ساختار سیستم PV

 

مشخصه‌های سیستم‌های فتوولتائیک ذاتاً غیرخطی بوده، تابع پارامترهای محیطی از جمله میزان تابش، دمای محیط و بار متصل به آن است. لذا با انتخاب مناسب نقطه‌کار آرایه فتوولتائیک می‌توان در شرایطی که میزان تابش و دما ثابت است، حداکثر توان را از آرایه فتوولتائیک دریافت نمود. با تغییرات شرایط محیطی (تابش و دما) نقطه‌کار آرایه تغییر پیدا کرده، و در نتیجه با استفاده از الگوریتم‌های متفاوت ردیابی نقطه توان بیشینه[3]، می‌توان میزان توان دریافتی از آرایه را همواره در مقدار بیشینه خود نگه داشت، و به عبارت دیگر نقطه توان بیشینه را ردیابی نمود.

شکل‌های (2) و (3) منحنی‌های مشخصه یک آرایه خورشیدی را نشان می‌دهد. وابستگی زیادی در این منحنی‌ها به شدت تابش نور خورشید و دمای سلول دیده می‌شود. همچنین، نشان داده شده است که نقطه توان بیشینه نیز تابع تابش و درجه حرارت آرایه است. برای داشتن توان بیشتر، سیستم‌های فتوولتائیک همواره باید در نقطه بیشینه توان خود باشند [7].

سیستم کنترل مبدل پیشنهادی، مبتنی بر روش منطق فازی ارائه شده است که به صورت هوشمند ردیابی دقیق و سریع نقطه توان بیشینه را انجام داده، با تنظیم دوره‌کار مبدل، بیشترین توان را به بار تحویل می‌دهد.

 

شکل(2): مشخصه P-Vآرایه خورشیدی در حین تغییرات دمایی

 

 

شکل(3): مشخصه P-V آرایه خورشیدی هنگام تغییرات شدت تابش

در این مقاله، ابتدا در بخش دوم الگوریتم MPPT پیشنهادی، و سپس در بخش سوم مدار قدرت مبدل پیشنهادی توضیح داده خواهد شد. در بخش چهارم نتایج شبیه سازی مبدل به همراه نتایج پیاده سازی مبدل آورده شده است.

 

1- الگوریتم MPPT پیشنهادی

روش­های مختلفی برای جذب توان از یک آرایه فتوولتائیک ارائه شده است [6-9]. یکی از اصلی ترین این روش­ها روش P&O است. الگوریتم P&O به علت سهولت در پیاده‌سازی به طور گسترده در سیستم‌های PV استفاده می‌شود. در این روش با تغییر دوره‌کار به طور متناوب نقطه‌کار آرایه PV را تغییر داده، توان تولیدی توسط آرایه PV را در شرایط جدید به­دست می‌آورد. سپس با مقایسه مقدار جدید توان خروجی پانل با مقدار قبلی آن، نسبت به انتخاب دوره‌کار مناسب برای داشتن حداکثر توان اقدام می‌کند [6]. از اشکالات عمده این روش می توان به این موارد اشاره کرد: عدم ‌‌همگرایی سریع به نقطه‌کار بهینه، نوسان دامنه توان PV در اطراف نقطه بیشینه در حالت پایدار و وابستگی به پارامترهای فیزیکی آرایه خورشیدی. روش­های متعددی در مقالات برای بهبود این روش ارائه شده است که البته هیچ­کدام به طور کامل نتوانسته‌اند مشکلات را برطرف کنند [7].

با توجه به پیشرفت در تکنولوژی پردازنده های دیجیتال، توجه به کنترل منطق فازی در الگوریتم­های MPPT افزایش یافته است. امتیاز کنترل کننده های فازی در کار کردن با ورودی‌های غیردقیق و غیرخطی، عدم نیاز به مدل ریاضی دقیق و همگرایی سریع و کمترین نوسان در نقطه حداکثر توان است. قابلیت سیستم های فازی ردیابی آنلاین ماکزیمم توان، مقاوم بودن در مقابل تغییرات تابش و دما و عدم نیاز به سنسورهای خارجی برای اندازه‌گیری شدت تابش و دما است [8 و 9].

سیستم هوشمند استفاده شده در این مقاله، کنترل کننده فازی بر اساس روش MPPT است، که دارای دو ورودی و یک خروجی است. دو متغیر ورودی کنترل کننده فازی خطا E(k)، و تغییرات خطا CE(k)، در زمان نمونه برداری k هستند که طبق تعریف برابرند با:

(1)

 

(2)

 

که P(k) و V(k) به ترتیب مقادیر لحظه‌ای توان و ولتاژ آرایه PV هستند. متغیر E(k) که معرف تغییرات توان به تغییرات ولتاژ است نشان می‌دهد که نقطه‌کار در قسمت راست یا چپ نقطه توان بیشینه مشخصه P-V قرار گرفته است و CE(k) که معرف نرخ تغییرات E(k) است بیانگر راستای حرکت نقطه‌ کار می است [10].

کنترل کننده فازی استفاده شده به سه بخش فازی‌سازی، تعیین قوانین و استنتاج فازی و نافازی‌سازی تقسیم شده است، که در ادامه توضیحاتی در مورد این سه بخش ارائه خواهد شد.

 

1-1- فازی‌سازی

برای تبدیل ورودی‌های کنترل کننده فازی از متغیرهای عددی به متغیرهای زبانی[4] از فازی‌سازی استفاده می‌کنیم. متغیرهای ورودی و خروجی به وسیله مجموعه‌ای از متغیرهای زبانی تعریف می‌گردند که باید برای هر یک از آنها تابع عضویت فازی[5] مناسبی انتخاب گردد. انتخاب اولیه توابع عضویت برای متغیرهای زبانی با توجه به شناخت تجربی از سیستم فتوولتائیک صورت می گیرد.

اساس عملکرد کنترلکنندههای فازی مربوط به نحوه تعریف مجموعههای فازی، شکل مجموعههای فازی و ایجاد قوانین فازی هستند که این امر به ساختار کنترلکننده فازی مورد نظر بستگی دارد [11]. دراین مقاله با استفاده از انجام شبیه سازیهای متعدد به منظور ردیابی دقیق نقطه توان بیشینه، پنج مجموعه PB (مثبت بزرگ)، PS (مثبت کوچک)، Z (صفر)، NB (منفی بزرگ) و NS (منفی کوچک) تعریف گردیده است. همچنین، به منظور سادگی از توابع عضویت مثلثی شکل استفاده شده است. این توابع در شکل (4) نشان داده شده است.

 

 

(الف)

 

(ب)

 

(ج)

شکل (4): توابع عضویت فازی: (الف) ورودی E، (ب) ورودی CE، (ج) خروجی  ∆D

 

 

1-2- تعیین قوانین و استنتاج فازی

متغیرهای ورودی پس از فازی سازی برای تصمیم‌گیری فازی توسط قوانین فازی در اختیار ماشین استنتاج فازی قرار می‌گیرند تا متغیر ∆D یعنی میزان تغییر دوره‌کار PWM را تعیین کند. برای طراحی کنترلر فازی و انتخاب قوانین فازی باید شناخت کاملی از رفتار سیستم فتوولتائیک داشت. در این مقاله هدف ردیابی نقطه حداکثر توان آرایه فتوولتائیک تحت شرایط مختلف دما، شدت نور، بار و عوامل دیگر است. برای این منظور، با توجه به منحنی شکل(3)  ملاحظه می‌گردد که نقطه حداکثر توان در منحنی رسم شده در نقطه توان بیشینه دارای dP/dV=0 است. همچنین، ولتاژ نقاطی که در سمت راست این نقطه؛ جایی که dP/dV>0 است دارای ولتاژ کمتر از ولتاژ نقطه توان بیشینه و ولتاژ نقاطی که در سمت چپ این نقطه؛ جایی که dP/dV<0 است، دارای ولتاژ بیشتر از ولتاژ نقطه توان بیشینه هستند. حال با توجه به خواص رفتاری نقطه توان بیشینه، مجموعه قوانین فازی بخوبی تعریف می‌گردند که نقطه کار آرایه فتوولتائیک به سمت E=0 و CE=0 سوق یابد.

قوانین فازی با توجه به الگوریتم بالا به صورت جدول (1) تعریف می‌شوند. پس از تعیین مجموعه قوانین فازی و تعیین توابع عضویت متغیرهای ورودی، باید ماشین استنتاج فازی را مطرح نمود تا متغیر ∆D را تولید نماید.

 

جدول (1): قوانین فازی

E\CE

NB

NS

Z

PS

PB

NB

Z

Z

PB

PB

PB

NS

Z

Z

PS

PS

PS

Z

PS

Z

Z

Z

NS

PS

NS

NS

NS

Z

Z

PB

NB

NB

NB

Z

Z

 

برای این منظور، از روش استنتاج ممدانی برای تصمیم‌گیری فازی، که در بخش مهندسی کنترل معروف‌تر بوده و بیشتر از سایر روش‌های استنتاج کاربرد دارد، و از عملگر Max-Min برای ترکیب قوانین فازی استفاده شده است.

 

1-3- نافازی‌ سازی

خروجی کنترل کننده: خروجی کنترل کننده فازی، مجموعه­ای فازی است که شامل متغیر‌های زبانی است که برای استفاده از آن و اعمال آن به سیستم باید از حالت فازی به حالت واقعی برگردد. این عمل را نافازی سازی گویند. در این مقاله از روش مرکز جرم که یکی از معروفترین و پرکاربردترین روش‌ها ست، به منظور نافازی سازی استفاده شده است.

(3)

 

 

که در آن ∆D خروجی کنترل کننده فازی و Di مرکز جرمMax-Min در خروجی تابع عضویت است.

در کنترل کننده فازی محاسبه اندازه گام متغیر در افزایش یا کاهش دوره‌ کار، موجب کوتاهتر شدن زمان ردیابی و عملکرد بهتر سیستم در شریط دائمی نسبت به الگوریتم P&O می‌شود. علاوه بر این، دیگر مشکل واگرایی وجود ندارد.

 

2- مبدل SEPIC[6] ساده

همان­طور که اشاره شد، مبدل های DC به DC، جزء مهمی از سیستم­های فتوولتائیک به شمار می روند. از آنالیز این مبدل­‌ها، عمده چالش‌ها در این کاربردها را می‌توان به صورت زیر مطرح کرد [12]:

الف) چگونه بهره ولتاژ را افزایش دهیم؟

ب) چگونه ولتاژ کلید را کاهش دهیم تا بتوانیم از ماسفت‌های ولتاژ پایین در مبدل‌ها، برای کاهش هزینه تجهیزات کلید و تلفات انتقال، استفاده کنیم؟

ج) چگونه می‌توان کلید زنی نرم را محقق کرد تا بتوان تلفات کلید را کاهش داد؟

د) چگونه می‌توان مسأله بازیابی معکوس دیود خروجی را آرام کرد تا بتوان تلفات بازیابی معکوس را کاهش داد؟

مبدل­های DC به DC مختلفی در مقالات برای سیستم‌های فتوولتائیک استفاده شده است. این مبدل­ها شامل انواع مبدل­های ایزوله و غیر ایزوله هستند [12]. از مبدل‌های DC به DC که به خاطر مزایای برتر آنها، اخیرا مورد توجه پژوهشگران قرارگرفته، مبدل SEPIC است که ساختار پایه آن در شکل(5) نشان داده شده است.

شکل (5): مبدل SEPIC

 

از مزیت‌های اصلی مبدل SEPIC می‌توان به موارد زیر اشاره کرد  [12-14]:

ولتاژ ورودی و خروجی با پلاریته‌های یکسان ؛

پیوسته بودن جریان ورودی با ریپل کم ؛

تولید ولتاژ خروجی تثبیت شده‌ در رنج وسیعی از ولتاژ ورودی ؛

قابلیت استفاده به صورت افزاینده یا کاهنده ؛

مقدار کم نویز EMI به علت ریپل کم در جریان ورودی.

در این مقاله نیز از مبدل SEPIC استفاده شده و با اعمال تغییراتی اصلاحات لازم، از جمله افزایش راندمان و افزایش بهره در آن ایجاد شده است.

 

2-1- طراحی مبدل SEPIC ساده

در این بخش مقادیر عناصر‌ مبدل SEPIC ساده که در شکل (5) نمایش داده شده است، محاسبه می‌شود [12-14]. 

 

2-1-1- ریپل جریان ورودی و سلف‌های L1 و L2

مقدار سلف ورودی مبدل SEPIC به عنوان تابعی از حداکثر ریپل جریان ورودی تعیین می‌شود. ریپل جریان ورودی (∆iL1) در زمان روشن بودن کلید، با رابطه(4) تعیین می‌شود.

(4)

 

که در آن f فرکانس کلید، L1سلف ورودی، Vi ولتاژ ورودی و D دوره کار مبدل است.

برای تعیین مقدار سلف ورودی L1، در لحظه‌ای که ولتاژ ورودی مبدل برابر Vi = 36V و دوره کار برابر D = 0.5 است، مقدار ریپل جریان برابر ∆iL1 = 0.37A به­دست می‌آید که با قرار دادن این مقدار در معادله (5) مقدار L1تعیین می‌شود:  

(5)

 

 

میانگین جریان سلف ورودی L1، برابر میانگین جریان ورودی و میانگین جریان سلف L2، برابر میانگین جریان خروجی مبدل است و از آنجایی که در این کاربرد عموماً میانگین جریان ورودی مبدل بزرگتر از میانگین جریان خروجی است، مقدار سلف L2 باید کمتر از مقدار سلف L1 باشد. همچنین، مقدار ریپل جریان سلف L2 بیش از دو برابر ریپل جریان سلف L1است، زیرا ریپل جریان ورودی تنها به سلف L1مربوط می‌شود. بنابراین، در عمل مقدار سلف L2را برابر L2 = 500 µH در نظر می‌گیریم.

 

2-1-2- محاسبه خازن سری CS

ولتاژ خازن سری CS، با تغییر ولتاژ ورودی تغییر می‌کند. بنابراین، این خازن‌ها نمی‌توانند به اندازه خازن خروجی Co بزرگ در نظر گرفته شوند. این خازن‌ها ریپل ولتاژ فرکانس بالایی را به علت گردش جریان و تغییرات شارژ خازن ∆Q، ارائه می‌دهند. در طول زمان روشنی کلید، جریان در این خازن‌ برابر جریان سلف L2 است. بنابراین، تغییرات شارژ خازن ∆Q با معادله (6) به­دست می‌آید.

(6)

 

 

ریپل ولتاژ خازن ∆VCرا می‌توان با معادله(7) به عنوان تابعی از تغییرات شارژ خازن در نظر گرفت.

(7)

 

بنابراین، مقدار خازن CSرا می‌توان با معادله(8) تعیین کرد که در آن ƒ فرکانس کلیدزنی است.

(8)

 

 

در پیاده سازی این خازن‌ها به صورت دو خازن موازی 330 nF در نظر گرفته شده است.

 

2-1-3- محاسبه خازن خروجی CO

مقدار خازن خروجی به کمک پارامترهای توان خروجی (PO)، فرکانس شبکه (fG) و ریپل ولتاژ خروجی (∆VO) و با توجه به این نکته که ریپل ولتاژ خروجی برابر 1% ولتاژ خروجی است، با استفاده از رابطه(9) محاسبه می‌شود:.

(9)

 

 

3- مبدل SEPIC پیشنهادی

 مبدل‌های مدرن امروزی ضمن داشتن راندمان بالا، دارای چگالی توان بالایی نیز هستند. برای رسیدن به این هدف باید از تکنیک‌های کلیدزنی نرم استفاده نمود. از تکنیک‌های کلیدزنی نرم، تکنیک‌های ZCS[7] و ZVS[8] را می‌توان نام برد که با ایجاد شرایط کلیدزنی نرم برای عنصرهای نیمه‌هادی، امکان افزایش  فرکانس کلیدزنی را برای مبدل فراهم می سازند [15]، ولی اکثر این مبدل‌ها دارای کلید کمکی و در نتیجه مدارات درایو پیچیده با عنصرهای نیمه هادی زیاد می‌باشند که این مدارات کمکی، تلفات هدایتی محسوسی به مبدل تحمیل می‌نمایند و هزینه مدار را نیز افزایش می‌دهند [16و17]. در این مقاله مبدلی ارائه می شود که بدون استفاده از کلید نیمه هادی کمکی، شرایط کلیدزنی نرم را فراهم می کند؛ ضمن اینکه به خاطر شرایط سیستم­های فتوولتائیک مبدل پیشنهادی بهره بالایی نیز دارد.

شکل (6) مبدل SEPIC پیشنهادی را نشان می‌دهد. مبدل مذکور از دو واحد ضرب کننده تشکیل شده است که یک واحد شامل دیود Dmو خازن Cm و واحد دیگر شامل خازن‌های Cn1 و Cn2 و دیودهای Dn1 و Dn2 است. سلف رزنانسی Lr و خازن رزنانسی Cr به همراه یک مدار اسنابر شامل سلف Lsnb و خازن Csnb و سه دیود Dsnb1 و Dsnb2 و Dsnb3 شرایط کلید زنی نرم را برای کلید فراهم می‌کنند.

 

 

 

شکل (6): مبدل SEPIC پیشنهادی

 

 

مبدل پیشنهادی، تنها با یک کلید عمل می‌کند که این موضوع باعث عدم استفاده از مدارات درایو بزرگ و در نتیجه کاهش پیچیدگی مدار می‌شود. مدار اسنابر و خازن رزنانسی به کار رفته، شرایط کلیدزنی نرم را در مبدل فراهم می‌کنند. استفاده از دو واحد ضرب کننده در مدار، نه تنها ولتاژ خروجی و به دنبال آن بهره مدار را افزایش می‌دهد، بلکه باعث کاهش ولتاژ کلید و به دنبال آن کاهش تلفات کلید می‌شود [18-20]. سلف رزنانسی به کار رفته نیز نقش مهمی در کاهش مسأله بازیابی معکوس دیودهای خروجی دارد. این مزایا مبدل را برای کاربرد‌های فتوولتائیک بسیار مناسب ساخته است.

 

3-1- عملکرد مبدل پیشنهادی

در ادامه، به بررسی وضعیت‌های کاری مبدل پیشنهادی پرداخته می‌شود. این مبدل به صورت CCM[9] عمل می‌کند و دارای دوازده وضعیت کاری به شرح زیر است:

وضعیت اول (زمان [t0 – t1] شکل (7)): این وضعیت از لحظه قطع کلید S آغاز می‌شود. انرژی ذخیره شده در سلف Lsnbاز طریق دیود Dsnb1 به خازن Csnbکه با شرایط اولیه صفر است، سرازیر می‌شود و شروع به شارژ این خازن می‌کند. از آنجایی که ولتاژ اولیه خازن Csnb برابر صفر بوده، بنابراین شرایط کلید نرم در لحظه قطع سوئیچ فراهم می‌شود و کلید تحت شرایط ZVS قطع می‌شود؛ ضمن اینکه در این وضعیت، خازن ضرب کننده Cmنیز از طریق سلف L2در خازن CSتخلیه می‌شود. خازن Cr نیز تا هنگامی که کلید S قطع است شارژ، می‌شود.

وضعیت دوم (زمان [t1 – t2] شکل(8)): در این وضعیت، ولتاژ خازن Csnbکه در حال شارژ شدن است، افزایش می‌یابد، تا سطح ولتاژ این خازن از سطح ولتاژ خازن Cmبیشتر شده، باعث روشن شدن دیود Dsnb3می‌شود. به این ترتیب، انرژی باقیمانده از سلف Lsnb، راهی خازن Cmمی‌شود. در این هنگام ولتاژ کلید مبدل برابر ولتاژ خازن Cm شده که این ولتاژ به مراتب کمتر از ولتاژ خروجی است. بنابراین، می‌توان از کلید‌هایی با ولتاژ کمتر استفاده کرد و هزینه مدار را کاهش داد.

وضعیت سوم (زمان [t2 – t3] شکل(9)): در لحظه t2خازن Csnbشارژ می‌شود، طوری که جریان ورودی به آن قطع و باقیمانده انرژی سلف Lsnbدر خازن Cmتخلیه می‌شود. در این لحظه انرژی ذخیره شده در سلف‌های L1  وL2 از طریق دیود DO  به خروجی انتقال می‌یابد. جریان سلف Lr به صورت خطی افزایش می‌یابد تا به مقدار جریان ورودی برسد. در این وضعیت خازن Cn1توسط جریانی که از طریق دیود Dn1به آن سرازیر می‌شود، شارژ می‌شود. این جریان سیر نزولی دارد، زیرا خازن Cn1 در حال شارژ شدن است، بنابراین جریان آن به صورت نزولی است. 

وضعیت چهارم (زمان [t3 – t4] شکل(10)): در این وضعیت کلید S همچنان قطع و مسیر انتقال انرژی به بار خروجی از طریق دیود DO برقرار است. در این وضعیت انرژی سلف Lsnbبه طور کامل تخلیه و مسیر جریان شامل Dsnb1و Dsnb3قطع می‌شود. خازن‌ Cn1  نیز همچنان توسط انرژی سلف‌های L1و L2شارژ می‌شود. خازن Cm نیز از این لحظه تخلیه انرژی خود در سلف L2 را شروع می‌کند.

وضعیت پنجم (زمان [t4 – t5] شکل(11)): در این وضعیت خازن Cn1شارژ شده، مسیر جریان آن شامل دیود Dn1 قطع می‌گردد. در این لحظه جریان سلف Lr برابر جریان ورودی می‌شود و همچنان انرژی، از ورودی توسط دیود DO به خروجی انتقال می‌یابد. همچنین، در این لحظه به علت کاهش ولتاژ خازن Cm، دیود Dm را هدایت و این خازن را شارژ می‌کند.

وضعیت ششم (زمان [t5 – t6] شکل(12)): در لحظه t5 کلید S وصل می‌شود. حضور سلف Lsnb باعث محدود کردن di/dt در لحظه روشن شدن کلید می‌شود. بنابراین، کلید تحت شرایط ZCS ، به صورت نرم روشن می‌شود. در این لحظه جریان سلف Lr و دیود خروجی به صورت نزولی کاهش می‌یابد. بنابراین، دیود Do با جریان بازیابی معکوس کمتری قطع می‌شود و مشکل جریان بازیابی معکوس دیود خروجی کم رنگ می‌شود. در این وضعیت خازن Cr همچنان شارژ می‌شود.

وضعیت هفتم (زمان [t6 – t7] شکل(13)): در این وضعیت کلید S همچنان وصل است. خازن Cmشارژ و دیود Dm قطع می‌شود. به این ترتیب، این خازن شروع به تخلیه کرده و به ذخیره انرژی در سلف L2کمک می‌کند. با کاهش انرژی ورودی، خازن Crاز این لحظه تخلیه می‌شود و انرژی خود را در سلف Lsnb تخلیه می‌کند.

وضعیت هشتم (زمان [t7 – t8] شکل(14)): در این وضعیت کلید همچنان وصل است. دیود Do قطع و مسیر جریان به خروجی نیز قطع می‌شود. از این لحظه، خازن CSتوسط خازن Cmو سلف L2شارژ می‌شود. ولتاژ خازن Crنیز به دلیل تخلیه خازن کاهش می‌یابد.

وضعیت نهم (زمان [t8 – t9]شکل(15)): با کاهش سطح ولتاژ سمت کاتد دیود Dsnb2 ، به علت تخلیه خازن Cr و کاهش ولتاژ این خازن به سطح ولتاژ منفی، این دیود روشن شده و تخلیه انرژی ذخیره شده در خازن Csnb آغاز می‌شود. با تخلیه انرژی ذخیره شده در خازن Csnb، شرایط اولیه صفر در این خازن فراهم می‌شود، که این امر باعث فراهم شدن شرایط ZVS در هنگام قطع کلید شده و کلید به صورت نرم قطع می‌گردد.

وضعیت دهم (زمان  [t9 – t10]شکل(16)): از لحظه t9 دیود Dn2 هدایت کرده، انرژی ذخیره شده در خازن Cn1 را به خازن Cn2 انتقال می‌دهد و این خازن را شارژ می‌کند. دیگر قسمت‌های مدار همانند وضعیت قبل عمل می‌کنند.

وضعیت یازدهم (زمان [t10– t11] شکل(17)): در این وضعیت کلید S همچنان وصل است. خازن Csnb به طور کامل تخلیه ‌شده، دیود Dsnb2 قطع می‌شود و شرایط برای قطع کلید S با شرایط ZVS فراهم می‌شود. خازن Cn1 همچنان خازن Cn2 را با جریان کاهشی شارژ می‌کند.

وضعیت دوازدهم (زمان  [t11–t0]شکل(18)): در این وضعیت کلید S همچنان وصل است. در لحظه t11 جریان عبوری از سلف Lr  برابر صفر می‌شود و دیود Dn2قطع می‌شود. سلف‌های L1و L2نیز همچنان در حال ذخیره انرژی هستند تا اینکه کلید قطع و دوره کاری بعدی آغاز شود.

 

 

شکل(7): وضعیت اول

 

 

شکل(8): وضعیت دوم

 

 

شکل(9): وضعیت سوم

 

 

شکل(10): وضعیت چهارم

 

شکل(11): وضعیت پنجم

 

 

شکل(12): وضعیت ششم

 

 

شکل(13): وضعیت هفتم

 

 

شکل(14): وضعیت هشتم

 

شکل(15): وضعیت نهم

 

شکل(16): وضعیت دهم

 

شکل(17): وضعیت یازدهم

 

شکل(18): وضعیت دوازدهم

 

4- شبیه‌سازی و پیاده‌سازی مبدل پیشنهادی

در این بخش، ابتدا نتایج به دست آمده از شبیه‌سازی مبدل پیشنهادی، با استفاده از نرم‌افزار PSIM9.0 که برای شبیه سازی قسمت کنترل کننده با نرم افزار Matlab ارتباط برقرار کرده، ارائه شده است. سپس دوره کار مبدل و خروجی کنترل کننده فازی ارائه شده و در ادامه نتایج حاصل از پیاده‌سازی مبدل، برای مقایسه آورده شده است. مبدل پیشنهادی با فرکانس 50 کیلوهرتز شبیه‌سازی و پیاده سازی شده است. در عمل به ورودی مبدل یک آرایه فتوولتائیک 38 ولتی اعمال شده و در خروجی ولتاژی در حدود 386 ولت دریافت شده است که بیانگر بهره بالای این مبدل است. مقادیر عناصر مبدل پیشنهادی در جدول(2) آورده شده است.

جدول(2): مشخصات مبدل پیشنهادی

اجزای مدار

مقدار

ƒ

50kHZ

L1

1000µH

L2

500µH

Lr

4µH

Lsnb

20µH

Cr

220nF

CS

660nF

Cm

660nF

Csnb

50nF

Cn1

3.3µF

Cn2

3.3µF

CO

500µF

استفاده از سلف کوچک Lsnbبه صورت سری با کلید، باعث محدود کردن di/dt در لحظه روشن شدن کلید شده، شرایط عملکرد کلید با جریان صفر ZCS را مهیا می‌کند. همچنین، وجود سلف Lrتغییرات di/dt را در تمام دیودها محدود کرده جریان بازیابی معکوس را در دیودها کاهش می‌دهد.

هنگامی که کلید خاموش می‌شود، انرژی سلف Lsnbاز طریق Dsnb1در خازن Csnbتخلیه می‌شود تا اینکه ولتاژ خازن Csnbاز ولتاژ خازن Cmبیشتر شود. به این ترتیب، دیود Dsnb3روشن شده و مسیر جریان به خازن Cmباز می‌گردد. در این زمان ولتاژ کلید برابر ولتاژ خازن Cmبوده که این ولتاژ بسیار کمتر از ولتاژ خروجی است. این امر موجب کاهش تلفات کلید در لحظه روشن شدن می‌شود که تاثیر زیادی در ارتقای راندمان مبدل دارد.

 

 

 

شکل(19): شبیه‌سازی مبدل پیشنهادی


خازن Cr نیز نقش مهمی در ایجاد شرایط ZVS در لحظه قطع شدن کلید دارد. در لحظه‌ای که کلید وصل می‌شود، جریان سلف Lsnb افزایش می‌یابد تا اینکه برابر مجموع جریان L1 و CSشود. در این هنگام خازن Cr انرژی خود را در سلف Lsnbتخلیه می‌کند، در نتیجه ولتاژ خازن کاهش می‌یابد؛ به طوری که ولتاژ آن در مواقعی به ولتاژ منفی می‌رسد. در مدت زمانی که خازن Cr تخلیه می‌شود، سطح ولتاژ این خازن به سطحی می‌رسد که باعث روشن شدن دیود Dsnb2 شده و شرایط برای تخلیه کامل خازن Csnb فراهم می‌شود. در نتیجه، در لحظه‌ای که کلید قطع می‌شود، سطح ولتاژی در حد صفر دارد، در این هنگام دیود Dsnb1 وصل و خازن Csnb با انتقال انرژی سلف Lsnb به این خازن شارژ می‌شود.

اتصال خازن Cn2 به صورت سری باعث می‌شود تا در هنگام قطع کلید، انرژی ذخیره شده در سلف‌های ورودی را به خروجی انتقال دهد. این خازن در هنگامی که کلید وصل است و سلف‌ها در حال شارژ هستند، توسط انرژی خازن Cn1 شارژ می‌شود.

برای شبیه سازی کنترل کننده فازی پیشنهادی از نرم افزار Matlab استفاده است. خروجی این کنترل کننده میزان تغییرات دوره کار مبدل را مشخص می کند. در واقع، خروجی کنترل کننده فازی در هر مرحله با مقدار قبلی جمع میشود تا مقدار دوره کار مبدل را مشخص کند. این شبیه سازی در شرایط تغییرات پله ای تابش برای بررسی قابلیت تعقیب حداکثر توان توسط کنترل کننده پیشنهادی انجام شده است. نتیجه این شبیه سازی در شکل (20) ارائه شده است.

 

 

شکل(20): نتایج شبیه سازی کنترل کننده پیشنهادی: (الف) میزان تابش به آرایه فتوولتائیک (وات بر متر مربع)، (ب) توان نامی آرایه، (ج) توان جذب شده از آرایه، (د) دوره کار مبدل، (ه) خروجی کنترل کننده فازی

 

برای پیاده سازی مبدل، همان­گونه که در شکل(21) نشان داده شده است، از خازن‌های پلی‌پروپلین[10] به دلیل ESR[11] پایین (ESR = 12 mΩ در فرکانس 100 kHz)، استفاده شده است. ظرفیت خازن‌های  Cm  و  Csبرابر 660 nF است که بهتر است به صورت دو خازن موازی 330 nF بسته شوند تا بتوان از تأثیر مقاومت ESR آنها چشم پوشی کرد.

 

 

شکل(21): مبدل پیشنهادی ساخته شده

برای کلید مبدل از ماسفت قدرت IRFP260N با مشخصات (Vdss=200 V , Rds(on)=0.04 Ω Id=50 A) استفاده شده است. همچنین، کلیه دیودهای مبدل، MUR1660 هستند که از نوع دیودهای سریع با مشخصات (VRRM=600 V , VDC=600 V VRMS=420V , IF=16 A) است.

در ادامه، ابتدا شکل موج‌های به­دست آمده از مبدل پیشنهادی پیاده‌سازی شده، سپس شکل موج‌های حاصل از شبیه‌سازی مبدل به کمک نرم‌افزار PSIM9.0 ، برای مقایسه آورده شده است. چون پیاده سازی در شرایط تابش ثابت انجام شده است، دوره کار مبدل در شرایط ماندگار بدون تغییر و عملا ثابت است.

 

 

 

شکل (22): شکل موج ولتاژ و جریان کلید مبدل پیاده‌سازی شده به طور همزمان (50 V/division and 10 A/division and 5 µs/division)

 

شکل(23): شکل موج ولتاژ و جریان کلید، حاصل از شبیه‌سازی تئوری مبدل پیشنهادی

 

 

شکل (24): شکل موج ولتاژ و جریان دیود خروجی، حاصل از مبدل پیاده‌سازی شده (50 V/division and 2 A/division and 2 µs/division)

 

شکل (25): شکل موج ولتاژ و جریان دیود خروجی، حاصل از شبیه‌سازی تئوری مبدل پیشنهادی

 

 

همان­گونه که ملاحظه می‌شود، شکل موج‌های به دست آمده از مبدل پیاده‌سازی شده، بسیار شبیه شکل موج‌های حاصل از نتایج تئوری مبدل است تا تأکیدی بر صحت نتایج به دست آمده در قسمت تئوری باشد.

 

5- نتیجه‌گیری

در این مقاله، یک مبدل SEPIC افزاینده با کلید‌زنی نرم و راندمان بالا برای کاربرد‌های فتوولتائیک معرفی و پیاده سازی شده است. راندمان مبدل ساخته شده 2/97 درصد است. استفاده از تنها یک کلید در مبدل پیشنهادی و عدم استفاده از کلید‌های کمکی، باعث کاهش هزینه و پیچیدگی مدار شده است. مسأله بازیابی معکوس دیودهای خروجی به علت استفاده از سلف رزنانسی، آرام شده است. ایجاد شرایط کلید‌زنی نرم ZCS در لحظه روشن شدن و ZVS در لحظه قطع کلید، همچنین کاهش سطح ولتاژ کلید نسبت به ولتاژ خروجی، باعث کاهش تلفات کلید شده و شرایط را برای استفاده از کلید‌های ولتاژ پایین فراهم می‌کند. سیستم کنترلی مبتنی بر روش منطق فازی ارائه شده در این مبدل، ردیابی دقیق و سریع نقطه توان بیشینه را به صورت هوشمند، در شرایط مختلف محیطی (تابش و دما) باعث شده و با تنظیم دوره‌ کار مبدل، بیشترین توان را به بار تحویل می‌دهد. طرح پیشنهادی شامل طرحی برای غلبه بر چالش‌های مربوط به تغییرات سریع سطح تابش خورشید و دما است. از دیگر مزایای کنترل کننده معرفی شده عدم وابستگی به پارامترهای فیزیکی آرایه خورشیدی است. چنین مزیتی موجب عدم نیاز به سنسورهای دما و شدت نور می‌گردد و امکان به­کارگیری آن را در انواع سیستم‌های فتوولتائیک مهیا می‌نماید.

 

سپاسگزاری

این مقاله منتج از طرح پژوهشی درون دانشگاهی به شماره 900610 می‌باشد، همچنین از معاونت پژوهش و فناوری دانشگاه اصفهان به خاطر حمایت مالی از این طرح پژوهشی تشکر می‌نماییم.

 



1 Photovoltaic

[2] PV Array

[3] Maximum Power Point Tracking (MPPT)

4 Linguistic Variables

5 Fuzzy Membership Function

[6] Single-Ended Primary Inductor Converter

7 Zero Current Switching

8 Zero Voltage Switching

[9] Continuous Conduction Mode

[10] Polypropylene

[11] Equivalent Series Resistance

 

[1] E. Figueres, G. Garcera, J. Sandia, F. Gonzalez-Espin, and J. C. Rubio, “Sensitivity study of the dynamics of three-phase photovoltaic inverters with an LCL grid filter,” IEEE Trans. Ind. Electron., Vol. 56, No. 3, pp. 706–717, Mar. 2009.

[2] V. Scarpa, S. Buso, and G. Spiazzi, “Low-complexity MPPT technique exploiting the PV module MPP locus characterization” IEEE Trans. Ind. Electron., Vol. 56, No. 5, pp. 1531–1538, May 2009.

[3] M. H. Taghvaee, M. A. M. Radzi, S. M. Moosavain, Hashim Hizam, M. Hamiruce Marhaban, "A current and future study on non-isolated DC–DC converters for photovoltaic applications", Renewable and Sustainable Energy Reviews, 2013; 17(0): 216–227.

[4] M. Shen, F. Z. Peng, and L. M. Tolbert", Multilevel dc–dc power conversion system with multiple dc sources", IEEE Trans. Power Electron., Vol. 23, No. 1, pp. 420–426, Jan. 2008.

[5] S. Jemei, D. Hissel, M. C. Pera, and J. M. Kauffmann, “A new modeling approach of embedded fuel-cell power generators based on artificial neural network” IEEE Trans. Ind. Electron., Vol. 55, No. 1, pp. 437–447, Jan. 2008.

[6] M. H. Todorovic, L. Palma, and P. N. Enjeti, “Design of a wide input range dc–dc converter with a robust power control scheme suitable for fuel cell power conversion,” IEEE Trans. Ind. Electron., Vol. 55, No. 3, pp. 1247–1255, Mar. 2008.

[7] V. Salas, E. Olias, A. Barrado, and A. Lazaro, “Review of the maximum power point tracking algorithms for stand-alone photovoltaic systems,” Solar Energy Mater. Solar Cells, Vol. 90, No. 11, pp. 6 Jul. 2006, 1555–1578.

[8] R. J.Wai, C. Y. Lin, R. Y. Duan, and Y. R. Chang, “High-efficiency dc–dc converter with high voltage gain and reduced switch stress,” IEEE Trans. Ind. Electron., Vol. 54, No. 1, Feb. 2007, pp. 354–364.

[9] A. Syafaruddin, E. Karatepe, and T. Hiyama, “Artificial neural network-polar coordinated fuzzy controller based maximum power point tracking control under partially shaded conditions,” IET Renew. Power Gener., 2009, Vol. 3, No. 2, pp. 239–253.

[10] Chokri Ben Salah, and Mohamed Ouali, “Comparison of fuzzy logic and neural network in maximum power point tracker for PV systems,” Electric Power Systems Research ) Vol. 81, Issue 1, January 2011, pp. 43–50.

[11] C. Larbes, S.M. Aıit Cheikh, T. Obeidi, and A. Zerguerras, “Genetic algorithms optimized fuzzy logic control for the maximum power point tracking in photovoltaic system,” Renewable Energy Vol. 34, Issue 10, October 2009, pp. 2093–2100.

[12] P.F. De Melo, R. Gules, E.F. Romaneli, R.C. Annunziato,  "A Modified SEPIC Converter for High-Power-Factor Rectifier and Universal Input Voltage Applications," Power Electronics, IEEE Transactions on , Vol.25, No.2, pp.310-321, Feb. 2010.

[13] H. Macbahi, J. Xu, A. Cheriti, V. Rajagopalan, "A soft-switched SEPIC based AC-DC converter with unity power factor and sinusoidal input current," Telecommunications Energy Conference, 1998. INTELEC. Twentieth International , pp.663-668, 1998.

[14] S. Sarwan, N.A. Rahim, "Simulation of integrated SEPIC converter with multiplier cell for standalone PV application," Clean Energy and Technology (CET), 2011 IEEE First Conference on, pp.213-218, 27-29 June 2011.

[15] T.W. Ching, K.U. Chan, "Review of soft-switching techniques for high-frequency switched-mode power converters," Vehicle Power and Propulsion Conference, 2008. VPPC '08. IEEE , pp.1-6, 3-5 Sept. 2008.

 [16] P.W. Lee, Y. S. Lee, D. K. Cheng, and X. C. Liu, “Steady-state analysis of an interleaved boost converter with coupled inductors,” IEEE Trans. Ind. Electron., Vol. 47, No. 4, pp. 787–795, Aug. 2000.

[17] X. Huang, X. Wang, T. Nergaard, J. S. Lai, X. Xu, and L. Zhu, “Parasiticringing and design issues of digitally controlled high power interleaved boost converters,” IEEE Trans. Power Electron., Vol. 19, No. 5, pp. 1341– 1352, Sep. 2004.

[18] Sairaj V. Dhople, Ali Davoudi, Gerald Nilles, and Patrick L. Chapman, “Maximum Power Point Tracking Feasibility in Photovoltaic Energy Conversion Systems”, Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), pp. 2294- 2299, Feb. 2010

[19] Prudente, M.; Pfitscher, L.L.; Emmendoerfer, G.; Romaneli, E.F.; Gules, R.; , "Voltage Multiplier Cells Applied to Non-Isolated DC–DC Converters," Power Electronics, IEEE Transactions on , Vol. 23, No. 2, pp.871-887, March 2008.

[20] B. R. Lin and J. J. Chen, "Analysis and implementation of a soft switching converter with high-voltage conversion ratio", Proc. IET-Power Electron., Vol. 1, No. 3, pp. 386-393, Sep. 2008.